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当前位置：&>>&&>>&&>>&宽带低噪声放大器ADS仿真与设计
&&&& 0引言
　　低噪声(low noise ，LNA)是射频接收机前端的重要组成部分。它的主要作用是放大接收到的微弱信号，足够高的增益克服后续各级(如混频器)的噪声，并尽可能少地降低附加噪声的干扰。LNA一般通过传输线直接和或天线滤波器相连，由于处于接收机的最前端，其抑制噪声的能力直接关系到整个接收系统的性能。因此LNA的指标越来越严格，不仅要求有足够小的低噪声系数，还要求足够高的功率增益，较宽的带宽，在接收带宽内功率增益平坦度好。该设计利用微波设计领域的ADS软件，结合低噪声放大器设计理论，利用S参数设计出结构简单紧凑，性能指标好的低噪声放大器。
　　1 设计指标
　　下面提出所设计的宽带低噪声放大器需要考虑的指标：
　　(1)工作频带：10～13 GHz。工作频带仅是指功率增益满足平坦度要求的频带范围，而且还要在全频带内使噪声系数满足要求。
　　(2)噪声系数：FN&1．8 dB。FN表示输入信噪比与输出信噪比的比值，在理想情况下放大器不引入噪声，输入／输出信噪比相等，FN=O dB。较低的FN可以通过输入匹配到最佳噪声匹配点和调整的静态工作点获得。由于是宽带放大器，难以获得较低的噪声系数，这就决定了系统的噪声系数会比较高。
　　(3)增益为25．4 dB。LNA应该有足够高的增益，这样可以抑制后面各级对系统噪声系数的影响，但其增益不宜太大；避免后面的混频器产生非线性失真。
　　(4)增益平坦度为O．3 dB。指工作频带内增益的起伏，低噪放大器应该保持一个较为平坦的增益水平。由于是宽带放大器，使得增益平坦度比较小，应该在高频段匹配电路，使频带低端失配，从而改善放大器的增益平坦度。
　　(5)输入／输出匹配。为了满足良好的噪声性能，输入端口通常失配。此时，增益将下降，端口驻波比性能变差。此外，由于微波晶体管自身增益大约是以每倍频程下降6 dB，为了获得工作频带内良好的增益平坦度，也要牺牲一定的端口驻波性能。
　　(6)稳定度。它是保证放大器正常工作的基本条件。当放大器的输入端和输出端的反射系数模都小于1(即|Γ1|&1，|Γ2|&1)时，不论源阻抗和负载阻抗如何，网络都是稳定的，称为绝对稳定；反之，则称为相对稳定。对条件稳定的放大器，其负载阻抗和源阻抗不能任意选择，而是有一定的范围，否则放大器不能稳定工作。
　　根据以上的论述，该设计的重点是保证在较宽带宽内噪声系数低和增益平坦。为保证上述设计指标的实现，采用了两级级联的设计方案：第一级根据噪声最小设计输入匹配电路获取优良噪声系数；第二级根据功率最大准则设计输出匹配电路以获取最大的放大增益。设计LNA一般选择砷化镓场效应晶体管(GaAsFET)，其优点是频率高，噪声低，速度快以及低温性能好。本文即是选用NEC公司的砷化镓异质结场效应晶体管。
　　2 设计方案
　　2．1 稳定性分析
　　放大器稳定性的判定条件如下：
　　式中：△=S11S12-S12S21；K为稳定因子。当同时满足上面3个条件时，放大器绝对稳定。
　　根据NE3210S01的S参数模型，通过软件仿真计算，该放大器在全频带内并非绝对稳定。在漏极串联能够有效地改善稳定性并且不会增加设计的复杂度。设计中在第一级放大器漏极串联1个10Ω的电阻，使放大器在全频带内保持绝对稳定，而对增益的影响却很小。高频段放大管都存在内部反馈，当反馈量达到一定强度时，将会引起放大器稳定性变坏而导致自激。因此，必须保证放大器的绝对稳定，若放大器不满足绝对稳定条件时，需要采取一些措施来改善放大器的稳定性。主要方法有：源极串联负反馈；漏极与栅极间并联负反馈；漏极串联电阻和漏极并联电阻；插入铁氧体隔离器。
　　2．2 输入匹配电路
　　微波器件的二端口网络方框图如图1所示。其中，Γ1，Γ2分别为输入和输出反射系数；Γs，ΓL分别为信源和负载的反射系数。
　　图1中输入匹配电路设计主要考虑放大器的噪声系数，按照放大器的噪声系数可表示为：
　　式中：FNmin是最佳噪声系数；Γs是信源反射系数，Γopt是最佳信源反射系数；RN是等效噪声电阻。当Γs=Γopt时可以得到最小的噪声系数FNmin。但是是通过输入端的失配达到电抗性器件之间噪声相消，所以一般情况下输入驻波比比较大，也会降低放大器的增益，需要综合考虑噪声系数与输入驻波比之间的取舍。
　　匹配电路的形式选择微带阻抗变换型匹配法，该匹配法在形式上相当与若干条微带线相互串联而成。在匹配过程中，可以先用史密斯圆图得到合适的LC型匹配电路，再通过ADS附带的微带线计算工具解出等效微带线型的电路形式。该匹配方式的优点在于高频段可以大大减少尺寸，与分支线匹配相比电路尺寸会比较紧凑，并且适合构造宽带匹配。可以适当的增加串联微带线的数量，以保证在宽带条件下达到比较好的增益平坦度。
　　2．3 级间匹配电路
　　由于采用两级级联的设计方式，所以合理的级间匹配电路会对电路整体性能产生重要的影响。级间电路的目的是使后级微波管输入阻抗与前级微波管输出阻抗共轭匹配，以获得最大增益，同时兼顾输出平坦度的要求。级间电路共使用了4节微带线，增加的尺寸参数改善了输出平坦度。两级之间需要加隔直，但是由于隔直电容很难在X波段保持良好的特性，电路中用λ／4耦合微带线代替。取耦合线宽为0．2mm，耦合间隙为0．1 mm，在很宽的频带内隔直效果好且传输损耗小。
　　2．4 输出匹配电路
　　根据图1所示，第二级二端口网络的输入匹配电路其实是级间匹配电路，根据功率增益最大准则设计输出匹配电路，采用共轭匹配方式，要求此时级间电路的输出阻抗与后级微波管输入阻抗共轭匹配，后级微波管输出阻抗与输出匹配电路的输入阻抗共轭匹配。放大器具有最大功率增益和最佳的端口驻波比性能。当信源和负载都为50 Ω时，放大器的实际功率增益为：
　　2．5 偏置电路设计
　　由于噪声系数与晶体管的静态工作点有密切的关系，所以必须选择合适的偏置电路，才能让放大器工作在最佳状态下。该电路采用双电源供电，所谓双电源是指漏极正电压和源级负电压分别用正压和负压两个电源供电。在初步的电路设计中，可以根据器件的S参数模型提供的偏置条件，用串联分压电阻将放大器的静态工作点设置为VD=2 V，IDS=10 mA。馈电方式选择λ／4高阻微带线端接70°的扇形线，λ／4高阻微带线以遏制交流信号对直流电源的影响，扇形线对高频短路，又相当于电容，可以滤除电源噪声，尤其适合宽频带的设计。当在低频段时，引入衰减，把增益的尖峰消除，改善增益平坦度。在以后的调节优化过程中，可以适当改变分压电阻，以追求更好的整机性能。
　　3 仿真与优化
　　首先要在ADS中定义介质参数，本文选用Rogers4003介质板，在进行ADS仿真时需要设置介电常数εr=3．38和介质板厚度h=0．5 mm。
　　其次要建立晶体管芯的模型，模型的形式有两种，一种是SP模型：属于小信号线性模型，模型中已经带有了确定的直流工作点，和在一定范围内的S参数，仿真时要注意适用范围。该模型只能得到初步的结果，对于某些应用来说已经足够，不能用来做大信号的仿真，或者直流馈电电路的设计，不能直接生成版图。另一种是晶体管的SPice电路参数模型，一般由芯片公司提供，可以在ADS中安装NEC公司提供的Design Kit，该工具包集成了NEC系列低噪声放大器的FET，JBJT，HJ-FET，选择FET中的NE3210S01。由于Design Kit中的是已经封装好的晶体管，其仿真的结果要比使用S参数模型的晶体管模型要可靠。很多时候，在对封装模型进行仿真设计前，通过预先对SP模型进行仿真，可以获得电路的大概指标。
　　考虑过孔寄生效应，在高频段对电路的仿真效果影响较大，所以晶体管源级与地之间加入接地过孔。在微带线连接处用阶梯变换接头或T型接头进行连接，从而获得更精确的仿真模型。在输入和输出的最前段，采用标准的50 Ω传输线与λ／4耦合微带线相连。
　　上述的仿真都是在f=12 GHz单频点内仿真得到的微带线的大致尺寸，为了能够使得电路在3 GHz的带宽下依然保持优良的性能，就必须要对电路实施优化。在优化前可以先用调谐工具手动调整各元件参数，观察哪些参数对电路的性能比较敏感，在优化时应当优先考虑调节。
　　常用的优化方式分为随机优化(random)和梯度优化(gradient)，随机法通常用于大范围搜索，梯度法则用于局域收敛。优化时可设定少量的可变参数，对放大器的各个指标分步骤进行优化，先用100～200步的随机法进行优化，后用20～30步的梯度法进行优化，一般可达最优结果。
　　最后再整体仿真，看是否满足到指标要求。若优化结果达不到要求，一般需要重设参数的优化范围、优化目标或考虑改变电路的拓扑结构，然后重新进行仿真优化。在仿真中要考虑到实际微带线加工的精度和最小尺寸，按照加工精度，有些线条太细是不能实现的，另外追求小数点后面的多位精确也是无实际意义的。一般微带线线宽不应该小于0．2 mm，保留小数点后2位即可(单位：mm)。
　　经过反复的优化仿真，最终的参数满足了所提出的设计指标：在10～13 GHz频带内，噪声系数：小于1．8 dB，增益为25．4 dB±0．3 dB，输出驻波小于1．6，输入驻波小于2。ADS优化后的各个参数指标如图2、图3所示。
　　4 版图设计
　　利用AutoCAD将优化后的最终结果绘制成版图，注意要在匹配微带线加入隔离小岛，以便以后的调试，可以适当地更改微带线的尺寸，获得更好的性能。在电路的四周大面积附铜，并留下较密集的金属化接地过孔，增强电路的接地性能。四个角处留有螺丝孔，可以将电路板固定在金属屏蔽盒内。最终的版图如图4所示。
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一种低噪声放大器的白噪声分析
&&&&&&本期共收录文章16篇
　　摘要：本文以一种低噪声放大器为例，着重分析了电路的热噪声特性，结合理论分析计算了低噪声放大器的热噪声，利用HSPICE仿真软件对电路的热噪声进行仿真，与理论计算所得的热噪声比较。按照本设计采用的低噪声放大器的结构特点，对电路进行了优化，有效地减小了电路产生的热噪声。 中国论文网 /8/view-1058563.htm　　关键词：低噪声放大器；热噪声 　　Abstract: A low-noise-amplifier is designed with low thermal noise, its thermal noiseis calculated theoretically and validated with HSPICE . This circuit is optimized effectively to decrease the thermal noise. 　　Key words: low-noise-amplifier；thermal noise 　　 　　噪声限制了一个电路能够正确处理的最小电平信号.由于噪声会严重影响电路的功耗、速度以及线性, 当代模拟电路设计者经常要解决噪声的问题. 　　本文主要分析各种噪声机制产生的白噪声以及计算这些噪声的方法，同时引入一种低噪声放大器的结构，并对该电路的各个功能模块的噪声进行计算，利用HSPICE仿真软件对计算结果进行验证，并提出了优化电路结构以减小噪声的方案。 　　 　　1 噪声源 　　 　　 1.1 冲击噪声[1] 　　冲击噪声又称为散弹噪声，它总是出现在二极管、MOS晶体管和双极型晶体管中。三极管中每个通过节点的载流子都可视为随机事件，所以，稳定的外部电流I事实上是由大量的随机独立的电流脉冲组成的。I的波动称为冲击噪声，如果电流I由一系列平均值为ID的随机独立脉冲组成，则产生的噪声电流的均方差值为 　　其中q是电子电荷（1.6×10-19C）,Δf为带宽，单位为Hz，ID由产生噪声的电路决定。 　　 　　 1.2 热噪声 　　热噪声由与冲击噪声完全不同的机制产生。在一般的电阻中，是由电子的随机热运动引起的，并不受直流电流的影响。导体中电子的随机运动尽管平均电流为零，但是它会引起导体两端电压的波动。因此，热噪声谱与绝对温度成正比。 　　 1.2.1 集成电路中元件的热噪声 　　 （1） 电阻的热噪声 　　如图1.1所示，电阻R上的热噪声可以用一个串联的电压源或并联的电流源来模拟，频谱密度的形式为 　　其中k是波尔兹曼常数，在室温下4kT=1.66×10-20VC 　　 （2）双极型晶体管的热噪声 　　 晶体管基极电阻rb是物理电阻所以产生热噪声。集电极串联电阻rc同样有热噪声，但是因为它与集电结串联，所以噪声可忽略掉，模型中通常不包含这个噪声。 　　 包括噪声的双极型晶体管完整的小信号等效电路图如图1.2。因为他们由独立分开的物理机制引起，所以噪声源互相独立，白噪声的均方值各为 　　 （3）MOS晶体管的热噪声[2] 　　MOS晶体管也有热噪声，最大的噪声源是在沟道中产生的。对于工作在饱和区的长沟道MOS器件的沟道噪声可以用一个连接在源漏两端的电流源来模拟，如图1.3，其频谱密度为 　　其中的系数γ对于长沟道晶体管可由推导得到，为2/3；而对于亚微米MOS晶体管，γ可能需要一个更大的值来代替。 　　 　　2低噪声放大器的功能及噪声计算 　　 　　 2.1 低噪声放大器的功能介绍 　　如图2.1所示，低噪声放大器（LNA）处于射频接收机的最前端。低噪声放大器的主要作用是放大天线从空中接收到的微弱信号，降低噪声干扰，在克服噪声的条件下为后级提供足够高的增益，以供系统解调出所需的信息数据，所以低噪声放大器的设计对整个接收机来说是至关重要的。本文中的低噪声放大器工作频率范围为76MHz至108MHz。 　　双极型放大器是低噪声放大器中最常见的选择。在射频范围内，MOS管的主要噪声源为沟道热噪声、栅感应噪声与栅分布电阻热噪声。由于MOS晶体管的沟道电阻产生比较大的热噪声，所以选择双极输入会得到一个相对好的噪声系数。低噪声双极型放大器，可提供极低的输入电压噪声密度和相对较高的输入电流噪声密度。本文主要研究双极型低噪声放大器的热噪声。 　　 　　 2.2 低噪声放大器的噪声计算 　　低噪声放大器主要放大部分如图2.2所示，VCCA和RFGND分别为2.5V的电源和0V的地。整个电路的增益主要靠第一级由Q3、Q4组成的共基输入放大器，射频信号RFI1和RFI2分别为Q3和Q4的射极输入。第二级为由Q5和Q6组成的射随驱动电路，Q3和Q4的在集电极的输出信号分别由Q5和Q6的基极输入，由OUT1和OUT2输出。射随器具有高输入电阻，低输出电阻和近似为单位1的电压增益，对增益基本没有贡献。下面主要以低噪声放大器电路的输入电阻和输出电阻来估算电路的热噪声。 　　 （1） 输入电阻及输入噪声 　　通过对电路仿真，可知流过输入端晶体管Q3、Q4的集电极电流为340μA。β0为晶体管小信号电流增益，本电路中β0值为187。 　　第一级共基放大结构中由RFI1和RFI2看进去的输入电阻为 　　其中，gm为晶体管小信号跨导，表达式为 　　rπ为晶体管小信号输入电阻，表达式为 　　将式（2.2）和式（2.3）代入式（2.1）中，得 　　则电路输入端在带宽为76MHz至108MHz之间的总热噪声电压为 　　即 　　 （2） 输出电阻及输出噪声 　　Rs为前一级的共基极放大器等效输出的电阻,由电路可知, Rs为1.9044 kΩ，根据式（2.8）可得 　　则电路输出端在带宽为76MHz至108MHz之间的总热噪声电压为 　　即 　　 　　3低噪声放大器热噪声的仿真分析 　　 　　3.1输入噪声仿真分析[4] 　　用HSPICE仿真软件对低噪声放大电路的噪声进行仿真，对电路进行交流小信号分析，同时进行噪声分析。由仿真结果可知，如图3.1，低噪声放大器的在频率为76MHz时的输入噪声谱密度的均方根值为1.3934，频率为108MHz时的输入噪声谱密度的均方根值1.3935。 　　在76MHz～108MHz带宽范围内，利用仿真得出频率为76MHz和频率为108MHz时的输入噪声谱密度均方根值，利用两个值求平均值可得出频带内的平均噪声谱密度均方根值，则计算得出频带内低噪声放大器的输入噪声为 　　 ×（108-76）×106=6.18×10-11V2（ 3.1）[5] 　　 viN =7.86μV rms （3.2） 　　所得到的输入噪声7.86μV rms与利用输入电阻估算的输入噪声6.36μV rms基本一致。 　　 　　 3.2 输出噪声仿真分析 　　如图3.1由仿真结果得，低噪声放大器在频率为76MHz时输入噪声谱密度的均方根值为2.486，频率为108MHz时输入噪声谱密度的均方根值为2.365。 　　可以计算得出频带内低噪声放大器的输出噪声为[6] 　　 ×（108-76）×106＝18.83×10-11V2（3.1） 　　 voN =13.72μV rms （3.2）[6]
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　　所得到的输出噪声13.72μV rms与利用输出电阻估算出的输入噪声10.89uV rms基本一致。 　　由以上分析可以得出，计算得到的低噪声放大器的输入热噪声和输出热噪声基本上与仿真得到的结果一致，由于HSPICE测得的噪声中除了热噪声还包括闪烁噪声，散弹噪声等其他的噪声，所以计算的热噪声小于测得的总噪声值，基本符合电路特性。 　　 　　4 本设计中采用的降低热噪声方法 　　及电路设计的优化 　　 　　本设计中主要采用了共基极输入及射随器作为输出端的方法来降低热噪声。 　　低噪声放大器模块采用两级放大，第一级为共基极输入放大器，共基极有时用作低输入阻抗的电流放大器，低输入阻抗与输入的热噪声成正比，所以决定了电路的输入热噪声较小。除此之外双极型LNA共基极结构相对于共射极电路还具有三个优点：更为简单的输入匹配、更高的放大线性度和更大的逆向隔离[7]。 　　射随器具有近似的单位电压增益，跟随级的等价输入噪声电压不改变地传入到输入端，但是由于跟随级的输出是在射极输出的，而射极是低阻抗的，由射极的负载电阻产生的噪声相对于其他结构的输出热噪声明显减小。 　　通过对以上结构的热噪声特性的分析，对电路进行了优化设计。如果要进一步降低电路的热噪声，则需要采用增大晶体管β值以降低电路的输入、输出电阻的方法来优化电路，但此方法并不是减小热噪声的主要方法[8]。如在仿真中将晶体管的β值由187增大为300，则可以得出，电路的输入噪声为7.858 μV rms，输出噪声为13.65μV rms，输入噪声与输出噪声都有所减小，但变化的幅度很小。减小热噪声的主要方法可以通过在版图上增大晶体管的发射区面积来实现。比如，仿真中将两个输入管的发射区面积增加一倍，则可以得出电路的输入噪声减小为7.265 μV rms，输出噪声减小为10.45 μV rms，热噪声减小的幅度为7%。 　　5结论 　　 　　本设计基于Jazz Semiconductor 0.35μm双极工艺SPICE模型对一种低噪声放大器电路进行仿真。通过对本设计电路结构的理论估算和利用HSPICE仿真软件的仿真验证，可以看到共基极输入结构与射随的输出结构可以有效地降低电路的热噪声。本文采用的低噪声放大器的结构能够降低低噪声放大器的输入和输出热噪声，达到无线调频接收机中低噪声放大器的电路设计要求。 　　 　　参考文献 　　[1] 池保勇，余志平，石秉学 著《CMOS射频集成电路分析与设计》，清华大学出版社 2003。 　　[2]毕查德?拉扎维 著 《模拟CMOS集成电路设计》，西安交通大学出版社，2002。 　　[3] PAUL R.GRAY著《模拟集成电路的分析与设计》，高等教育出版社，2002。 　　[4]王勇著《放大器固有噪声分析》，2008。 　　[5]L. W. Couch. Digital and Analog Communication Systems. Fourth Ed. , New York:Macmillan Co. , 1993. 　　[6]S. M. Sze. Physics of Semiconductor Devices. Second Ed. , New York: Wiley, 1981. 　　[7]Y. Tsividis. Operation and Modeling of the MOS Transistor. Second Ed. , Boston:McGrawHill, 1999. 　　[8]A. A. Abidi. High-Frequency Noise Measurements on FETs with Small Dimensions. IEEE Tran. Electron Devices, vol.33, pp., Nov. 1986. 　　 　　作者简介 　　刘峻，硕士研究生，研究方向：集成电路的设计与研究。 　　卢剑，硕士研究生，研究方向：集成电路的设计与研究。 　　郭宇，高级工程师，研究方向：集成电路的设计与研究。 　　苏建华，硕士研究生，研究方向：集成电路的设计与研究。 　　李新，教授，硕士生导师，主要从事集成电路及微机电系统的教学与研究。 　　梁洁，北京美新华微电子技术有限公司技术总监。
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xzbu发布此信息目的在于传播更多信息，与本网站立场无关。xzbu不保证该信息（包括但不限于文字、数据及图表）准确性、真实性、完整性等。应用Spice程序分析高频功率放大器的动态特性--《广西物理》2006年02期
应用Spice程序分析高频功率放大器的动态特性
【摘要】：应用Spice程序对高频功率放大器进行了时域仿真和傅立叶分析,分别讨论了负载阻抗RL、输入信号的幅值Usm和集电极电源电压EC变化对高频功率放大器的动态特性的影响,应用仿真手段可以比硬件电路板实验更透彻地了解理论设计中存在的问题及其解决方法。能简化电路设计过程,优化高频功率放大器电路的设计。
【作者单位】：
【关键词】：
【基金】：
【分类号】：TN722.75【正文快照】：
1引言高频功率放大器广泛应用于通信系统和其他电子系统中。如在发射系统中,为了有效地使信号通过信道传送到接收端,需要根据传送距离等因素来确定发射设备的发射功率,这就要用高频功率放大器将信号放大到所需的发射功率。由于高频功率放大器要求高频工作,信号电平高和高效率
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