电力电子考试范围及答案_百度文库
两大类热门资源免费畅读
续费一年阅读会员，立省24元！
电力电子考试范围及答案
阅读已结束，下载文档到电脑
想免费下载本文？
定制HR最喜欢的简历
下载文档到电脑，方便使用
还剩5页未读，继续阅读
定制HR最喜欢的简历
你可能喜欢三相半波可控整流电路
查看: 24173|
摘要: 1．电阻性负载 三相半波可控整流电路接电阻性负载的接线图如图3-10a)所示。整流变压器原边绕组一般接成三角形，使三次谐波电流能够流通，以保证变压器电势不发生畸变，从而减小谐波。副边绕组为带中线的星形接法，三 ...
&&&&&&&&&&&&&
晶闸管电流仍为直流脉动电流，每管导通时间为
&&&&&&&&&&&&(4)
&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&(5)
Powered by &
这里是—这里可以学习 —这里是。
栏目导航：当前位置： >>
整流电路(PPT修改10.16)
第3章3.1 3.2 3.3 3.4 3.5 3.6 3.7 3.8整流电路单相可控整流电路 三相可控整流电路 变压器漏感对整流电路的影响 电容滤波的不可控整流电路 整流电路的谐波和功率因数 大功率可控整流电路 整流电路的有源逆变工作状态 整流电路相位控制的实现 本章小结1整流电路：第3章整流电路? 引言出现最早的电力电子电路，将交流电变为直流电。 整流电路的分类： 按组成的器件可分为不可控、半控、全控三种。按电路结构可分为桥式电路和零式电路。按交流输入相数分为单相电路和多相电路。按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为单拍电路和双拍电路。2? 将交流电源变换成直流电源的电路称为AC-DC变 换或整流电路。功率由电源传向负载的变换被称 为整流，功率由负载传回电源的变换被称为“有 源逆变”，整流电路按交流输入相数大致可分为 单相和多相整流；按导通角可控与否可分为可控 和不可控整流；按电路形式可分为半波、全波与 桥式整流等。对于需要改变直流输出电压的场合， 可以采用相控整流方案，也可采用其它高性能的 调节方案（如斩波或高频调制技术）。32.1单相可控整流电路3.1.1 单相半波可控整流电路3.1.2 单相桥式全控整流电路3.1.3 单相全波可控整流电路3.1.4 单相桥式半控整流电路43.1.1 单相半波可控整流电路1）带电阻负载的工作情况变压器T起变换电压和隔离 的作用， ◆电阻负载的特点是电压与 电流成正比，两者波形相同。 ◆在分析整流电路工作时， 认为晶闸管（开关器件）为 理想器件，即晶闸管导通时 其管压降等于零，晶闸管阻 断时其漏电流等于零，除非 特意研究晶闸管的开通、关 断过程，一般认为晶闸管的 开通与关断过程瞬时完成。 (Single Phase Half Wave Controlled Rectifier)T VT u a) u1idVTu2udRu b)20 u c) 0 u d) 0 u VT e) 0d gwt1p2pwtwtaqwtwt图3-1 单相半波可控整流电路及波形5改变触发时刻，ud和id波形随之改变，直流 输出电压ud为极性不变但瞬时值变化的脉 动直流，其波形只在u2正半周内出现，故 称“半波”整流。加之电路中采用了可控 器件晶闸管，且交流输入为单相，故该电 路称为单相半波可控整流电路。整流电压 ud波形在一个电源周期中只脉动1次，故该 电路为单脉波整流电路。63.1.1 单相半波可控整流电路（续）首先，引入几个重要的基本概念： 触发延迟角：从晶闸管开始承受正向阳极电压起到施 加触发脉冲止的电角度,用a表示,也称触发角或控制角。 导通角：晶闸管在一个电源周期中处于通态的电角度， 用θ表示。 移相范围：能使输出电压从最大到最小的延迟角的变 化。 自然换流（相）点：交流电路由负电压（或正电压） 过零的时刻。 换流：在电路中，电流从一个支路向另一个支路转换 的过程。7直流输出电压平均值为1 Ud ? 2p?ap2U 2 1 ? cos a 2U 2 sin wtd (wt ) ? (1 ? cos a ) ? 0.45U 2 2p 2(3-1)VT的a 移相范围为180?通过控制触发脉冲的相位来控制直流输出电压 大小的方式称为相位控制方式，简称相控方式。83.1.1 单相半波可控整流电路（续）■带阻感负载的工作情况 ◆阻感负载的特点是电感对电流变化有抗 拒作用，使得流过电感的电流不能发生突变。 ◆电路分析 晶闸管VT处于断态,id=0,ud=0,uVT=u2。 在wt1时刻，即触发角a处 ud=u2。 L的存在使id不能突变，id从0开始增加。 u2由正变负的过零点处，id已经处于减 小的过程中，但尚未降到零，因此VT仍处 于通态。 wt2时刻，电感能量释放完毕，id降至零， VT关断并立即承受反压。 由于电感的存在延迟了VT的关断时刻， 使ud波形出现负的部分，与带电阻负载时相 比其平均值Ud下降。u2b) 0wt 1p2pwtugc) 0wtudd) 0++awtide) 0qwtuVTf) 0wt图3-2 带阻感负载的单相半 波可控整流电路及其波形 9电力电子电路的一种基本分析方法3.1.1 单相半波可控整流电路（续）通过器件的理想化，将电路简化为分段线性电路。器件的每种状态对应于一种线性电路拓扑。VT VT L u2 R a) b) u2 L R对单相半波电路的分析 可基于上述方法进行：当VT处于断态时，相当于 电路在VT处断开，id=0。 当VT处于通态时，相当于 VT短路。图3-3 单相半波可控整流 电路的分段线性等效电路 a)VT处于关断状态 b)VT处于导通状态103.1.1 单相半波可控整流电路（续）当VT处于通态时，如下方程成立：di L d ? Rid ? dt 2U 2 sin wt（3-2）u2VT L R初始条件：ωt= a ，id=0。求解式（3-2）并 将初始条件代入可得id ? ? 2U 2 sin( a ? ? )e ZR ? (wt ?a ) wLb)b) VT处于导通状态?2U 2 sin( wt ? ? ) Z2（3-3）? ? 其中 Z ? R ? (wL) ， ? arctan2wLR当ωt=θ+a 时，id=0，代入式（3-3）并整理 得sin( a ? ? )e?qtan ?? sin( q ? a ? ? )（3-4）11分析（3-4）式 若?为定值，a角大，q越小。 若a为定值，?越大，q越大 ，且平均值Ud 越接近零，但整流电路仍有较大电流输出。 为解决上述矛盾，在整流电路的负载两端 并联一个二极管，称为续流二极管，用VDR 表示。123.1.1 单相半波可控整流电路（续）续流二极管当u2过零变负时，VDR导通，a)ud为零，VT承受反压关断。L储存的能量保证了电流id 在 L-R-VDR回路中流通，此过程b)u2 O ud c) O id d) O i VT e) Id p-a p+a Idw t1wtwt通常称为续流。数量关系(id近似恒为Id）I dVTwtp ?a ? Id 2p1 2pp（3-5）f)O i VDRwtp ?a 2 I VT ? I d d (wt ) ? Id （3-6） ?a 2p g) p ?a I dVD ? Id （3-7） 2p 1 2p ?a 2 p ? a （3-8） I VD ? I d d (wt ) ? Id 2p ?p 2pRO u VT OwtwtR图3-4 单相半波带阻感负载 有续流二极管的电路及波形133.1.1 单相半波可控整流电路（续）单相半波可控整流电路的特点VT的a 移相范围为180?。 简单，但输出脉动大，变压器二次侧电流中含直流分 量，造成变压器铁芯直流磁化。 实际上很少应用此种电路。 分析该电路的主要目的建立起整流电路的基本概念。143.1.2 单相桥式全控整流电路(Single Phase Bridge Contrelled Rectifier)1) 带电阻负载的工作情况电路结构 工作原理及波形分析VT1和VT4组成一对桥臂，在u2 正半周承受电压u2 ，得到 触发脉冲即导通，当u2 过零b)u VT c) 0 i2 d) 0 ud id 0 a u d (i d ) p a)awt1,4时关断。VT2和VT3组成另一对桥臂， 在u2正半周承受电压-u2，得wtwt到触发脉冲即导通，当u2 过零时关断。图3-5 单相全控桥式 带电阻负载时的电路及波形153.1.2 单相桥式全控整流电路（续）数量关系1 p 2 2U 2 1 ? cos a 1 ? cos a U d ? ? 2U 2 sin wtd(wt ) ? ? 0.9U 2 p a p 2 2 a 角的移相范围为180?。（3-9）向负载输出的平均电流值为：Id ? U d 2 2U 2 1 ? cos a U 1 ? cos a ? ? 0.9 2 R pR 2 R 2ud id b) 0 a u VT c) 0 i2 d) 0d d(3-11)两组晶闸管轮流导通，所以流 过晶闸管的电流平均值只有输出 直流平均值的一半，即： 1 U 2 1 ? cos a I dVT ? I d ? 0.45 2 R 2（3-10）pawt1,4wtwt163.1.2 单相桥式全控整流电路（续）流过晶闸管的电流有效值：I VT1 ? 2p?ap(2U 2 U 1 p ?a sin wt ) 2 d(wt ) ? 2 sin 2a ? R p 2 R 2p（3-12）变压器二次测正负半周均流过电流，其有效值I2与输出直流电流 I有效值相等：2U 2 U2 2 I ? I2 ? ?a ( R sin wt ) d (wt ) ? R p 1由式（3-12）和式（3-13）得：b)p1 p ? a （3-13） sin 2a ? 2p pud id 0 a u VT c) 0 i2 d) 0d dpawtI VT1 ? I （3-14） 21,4wt不考虑变压器的损耗时，要 求变压器的容量 S=U2I2。wt173.1.2 单相桥式全控整流电路（续）2）带阻感负载的工作情况假设电路已工作于稳态，id 的平 均值不变。 假设负载电感很大，负载电流id 连续且波形近似为一水平线。u2过零变负时，晶闸管VT1和VT4 并不关断。至 ωt=π+a 时 刻 ， 晶 闸 管 VT1 和 VT4关断，VT2和VT3两管导通。 VT2 和VT3 导通后，VT1 和VT4 承 受反压关断，流过VT1和VT4的电 流迅速转移到VT2和VT3上，此过 程称换相，亦称换流。u2 O ud O id i VT O1,4wtwtIdId Id Id Idwti VT O2,3wtwt wt wtO i2 u VT O1,4Ob)图3-6 单相全控桥带 阻感负载时的电路及波形183.1.2 单相桥式全控整流电路（续）数量关系Ud ?p ?a1p ?a2U 2 sin wtd(wt ) ?2 2pU 2 cosa ? 0.9U 2 cosa （3-15）2晶闸管移相范围为90?。 晶闸管承受的最大正反向电压均为 晶闸管电流的平均值和有效值：2U 2。O ud O id i VT O1,4wtwtId Id Id Id Id晶闸管导通角θ与a无关，均为180?。wt wt wt wt wti VT O2,3O i2 u VT O1,4I dvT1 ? Id 21 I vT ? I d ? 0.707 I d 2O b)变压器二次侧电流i2的波形为正负各180?的矩形波，其相 位由a角决定，有效值I2=Id。 193.1.2 单相桥式全控整流电路（续）3） 带反电动势负载时的工作情况在|u2|&E时，才有晶闸管承 受正电压，有导通的可能。 导通之后， ud ? E ud=u2， id ? ， 直至|u2|=E，id即降至0使得 晶闸管关断，此后ud=E 。Rud E O id Id O b)aq?wtwt图3-7 单相桥式全控整流电路接反 电动势―电阻负载时的电路及波形与电阻负载时相比，晶闸管提前了电角度δ停止导电， E （3-16） δ 称为停止导电角， ?1 ? ? sin在a 角相同时，整流输出电压比电阻负载时大。202U 23.1.2 单相桥式全控整流电路（续）如图3-7b所示id波形所示：ud EO idαq?wtI电流连 续dO电流断续wtb)图3-7b 单相桥式全控整流电路接反电动势―电阻负载时的波形当? & ? 时，触发脉冲到来时，晶闸管承受负电压，不可能导通。 触发脉冲有足够的宽度，保证当wt=? 时刻有晶闸管开始承受正电 压时，触发脉冲仍然存在。这样，相当于触发角被推迟为?。213.1.2 单相桥式全控整流电路（续）负载为直流电动机时，如 果出现电流断续，则电动 机 的机械特性将很软 。 为了克服此缺点，一般 在主电路中直流输出侧 串联一个平波电抗器。uda ?0q=pE pwtid Owt图3-8 单相桥式全控整流电路带反电动势负 载串平波电抗器，电流连续的临界情况这时整流电压ud的波形和负载电流id的波形与阻感负载电流连 续时的波形相同，ud的计算公式也一样。 为保证电流连续所需的电感量L可由下式求出：2U 2 ?3 U 2 L? ? 2.87 ? 10 pwI dmin I dmin 2（3-17）223.1.3 单相全波可控整流电路（Single Phase Full Wave Controlled Rectifier)， 又称单相双半波可控整流电路。ud O a i1 Owtwta)b)图3-9 单相全波可控整流电路及波形单相全波与单相全控桥从直流输出端或从交流输入端看均是基本一致的。 变压器不存在直流磁化的问题。233.1.3 单相全波可控整流电路（续）单相全波与单相全控桥的区别：单相全波中变压器结构较复杂，材料的消耗多。 单相全波只用2个晶闸管，比单相全控桥少2个，相 应的，门极驱动电路也少2个；但是晶闸管承受的最 大电压是单相全控桥的2倍。 单相全波导电回路只含1个晶闸管，比单相桥少1个， 因而管压降也少1个。 从上述后两点考虑，单相全波电路有利于在低输出电 压的场合应用。243.1.4 单相桥式半控整流电路■电阻负载与全控电路在电阻负载 时的工作情况相同。 ■带电感负载（讨论） ◆电路分析（先不考虑VDR ） 每一个导电回路由1个晶闸管和1 个二极管构成。 在u2正半周，a处触发VT1，u2经 VT1和VD4向负载供电。 u2过零变负时，因电感作用使电 流连续，VT1继续导通，但因a点电 位低于b点电位，电流是由VT1和 VD2续流 ，ud=0。 在u2负半周，a处触发触发VT3， 向VT1加反压使之关断，u2经VT3和 VD2向负载供电。 u2过零变正时，VD4导通，VD2 关断。VT3和VD4续流，ud又为零。u2b)O udwt a wtId Id p?a Id Id p?aO id i VTO i VD14wt wt wtId Ii VD 23i VTO O i VDRO i2 Oawt wt图3-10 单相桥式半控整流电路，有续流 二极管，阻感负载时的电路及波形 253.1.4 单相桥式半控整流电路◆续流二极管VDR 若无续流二极管，则当a突然增大至180?或触发 脉冲丢失时，会发生一个晶闸管持续导通而两个 二极管轮流导通的情况，这使ud成为正弦半波， 即半周期ud为正弦，另外半周期ud为零，其平均 值保持恒定，相当于单相半波不可控整流电路时 的波形，称为失控。 有续流二极管VDR时，续流过程由VDR完成，避 免了失控的现象。 续流期间导电回路中只有一个管压降，少了一个 管压降，有利于降低损耗。263.1.4 单相桥式半控整流电路■单相桥式半控整流电路的另一种接法单相全控桥式电路单相桥式半控整流电路的另一接 法◆相当于把单相全桥电路中的VT3和VT4换为二极管VD3和 VD4，这样可以省去续流二极管VDR，续流由VD3和VD4来 实现。 ◆这种接法的两个晶闸管阴极电位不同，二者的触发电路 需要隔离。27■例：单相桥式全控整流电路，U2=100V，负载中R=2Ω，L值极大，反电势E=60V，当a=30?时，要求： ①作出ud、id和i2的波形； ②求整流输出平均电压Ud、电流Id，变压器二次侧电流有效值I2； ③考虑安全裕量，确定晶闸管的额定电压和额定电流。 解：①ud、id和i2的波形如图3-9：u2 O ud pwtaO id O i2 Op Id Id Idwt wta wt图3-9 ud、id和i2的波形图28②整流输出平均电压Ud、电流Id，变压器二次侧电流有效值I2分别为 Ud＝0.9 U2 cosa＝0.9×100×cos30°＝77.97(V) Id ＝(Ud－E)/R＝(77.97－60)/2＝9(A) I2＝Id＝9(A) ③晶闸管承受的最大反向电压为： UNT＝100 2 ＝141.4（V） 流过每个晶闸管的电流的有效值为： IVT＝IdM 2 ＝6.36（A） 故晶闸管的额定电压为： UN＝(2~3)×141.4＝283~424（V） 晶闸管的额定电流为： IN＝(1.5~2)×6.36M1.57＝6~8（A） 晶闸管额定电压和电流的具体数值可按晶闸管产品系列参数选取。293.2三相可控整流电路3.2.1 三相半波可控整流电路 3.2.2 三相桥式全控整流电路303.2三相可控整流电路? 引言交流侧由三相电源供电。负载容量较大，或要求直流电压脉动较小、 容易滤波。最基本的是三相半波可控整流电路，应用最 广是三相桥式全控整流电路。 ? 三相整流与单相整流相比，具有输出电压高 且脉动小，脉动频率高，网侧功率因数高以 及动态响应快等优点。因此当负载容量大， 或者要求直流电压脉动小，易滤波等场合， 一般采用对电网来说是平衡的三相整流装置313.2.1 三相半波可控整流电路1)电阻负载电路的特点：a)变压器二次侧接成星形得到零线，而一次侧接成三角形 避免3次谐波流入电网。 三个晶闸管分别接入a、b、c 三相电源，其阴极连接在一 起――共阴极接法 。c) b)u2a =0 u aubucRidOw t1w t2w t3wtuG O udwtd)O i VT1wt自然换相点：e) u f) OVTwt wt1O在相电压的交点wt1、wt2、wt3处，均 u u 出现了二极管换相，称这些交点为自 然换相点。将其作为计算各晶闸管 图3-12 三相半波可控整流电路共阴极接ab ac触发角a的起点，即a =0?。法电阻负载时的电路及a =0?时的波形32a?0?时的工作原理分析3.2.1 三相半波可控整流电路（续）a)变压器二次侧a相绕组和晶闸管 VT1 的电流波形，变压器二次绕 组电流有直流分量。 晶闸管的电压波形，由3段组成。Ru2 b)a =0 u a w t2ubucO wt1 uGw t3wtc)O udwta=30?的波形（图3-13）特点：负载电流处于连续和断续 之间的临界状态。d) O i VT1wte) f)u VTO1wt wtu ab u acOa&30?的情况（图3-14 ）特点：负载电流断续，晶闸管导 通角小于120? 。图3-12 三相半波可控整流电路共 阴极接法电阻负载时的电路及a =0?时的波形33图3-13 三相半波可控整流电路，电阻负载， a=30?时的波形u2 a =30° uaubucOwtuGO ud O iVT1wtwt1 wtO uVT1wtuacOuab uacwt34图3-14 三相半波可控整流电路，电阻负载， a=60?时的波形u2a=60° uaubucOwtuGO ud O1wt wtiVTOwt353.2.1 三相半波可控整流电路（续）整流电压平均值的计算a≤30?时，负载电流连续，有：1 Ud ? 2p 3?p5p ?a 6 ?a2U 2 sin wtd (wt ) ?63 6 U 2 cos a ? 1.17U 2 cos a 2p（3-18）当a=0时，Ud最大，为U d ? U d0 ? 1.17U 2 。a&30?时，负载电流断续，晶闸管导通角减小， 此时有：Ud ? 1 2p 3?pp?a2U 2 sin wtd (wt ) ?63 2 p p ? ? ? ? U 2 ?1 ? cos( ? a ) ? ? 0.675U 2 ?1 ? cos( ? a ) ? 2p 6 6 ? ? ? ?(3-19)363.2.1 三相半波可控整流电路Ud/U2随a变化的规律如图3-15中的曲线1所示。1.2 1.17Ud/U20.8 0.4 2 0 30 60 90 a/(° ) 120 150 1 3图3-15 三相半波可控整流电路Ud/U2随a变化的关系 1－电阻负载 2－电感负载 3－电阻电感负载373.2.1 三相半波可控整流电路负载电流平均值为Ud （3-20） Id ? R 晶闸管承受的最大反向电压，为变压器二次线电压峰值，即U RM ? 2 ? 3U 2 ? 6U 2 ? 2.45U 2（3-21）晶闸管阳极与阴极间的最大正向电压等于变压器二 次相电压的峰值，即U FM ? 2U 2（3-22）383.2.1 三相半波可控整流电路（续）2）阻感负载特点：阻感负载，L值很大， id波形基本平直。 a≤30?时：整流电压波形与 电阻负载时相同。 a&30? 时 （ 如 a=60? 时 的 波 形如图3-16所示）。u2 过零时，VT1 不关断，直到 VT2 的脉冲到来，才换流，― ―ud波形中出现负的部分。 id 波形有一定的脉动，但为简 化分析及定量计算，可将id 近 似为一条水平线。ud ua ub ucO iaawtibO ic O id Owt wt wtO阻 感 负 载 时 的 移 相 范 围 为 图3-16 三相半波可控整流电路，阻 感负载时的电路及a =60?时的波形 90?。39O u acwtwt3.2.1 三相半波可控整流电路（续）数量关系由于负载电流连续， Ud可由式（3-18）求出，即当a＝00时， U d ? 1.17U 2 cos aUd/U2与a成余弦关系，如图 2-15中的曲线2所示。如果 负载中的电感量不是很大， Ud/U2与a的关系将介于曲线 1和2之间，曲线3给出了这 种情况的一个例子。1.2 1.17Ud/U20.8 0.4 2 0 30 60 90 a/(° ) 120 150 1 3图3-15 三相半波可控整流电路 Ud/U2随a变化的关系 1－电阻负载 2－电感负载 3－电阻电感负载 40变压器二次电流即晶闸管电流的有效值为3.2.1 三相半波可控整流电路I 2 ? I VT 1 ? I d ? 0.577 I d 3（3-23）晶闸管的额定电流为I T(AV)I VT ? ? 0.368 I d 1.57晶闸管最大正、反向电压峰值均为变压器二次线 电压峰值U FM ? U RM ? 2.45U 2（3-25）三相半波的主要缺点在于其变压器二次电流 中含有直流分量，为此其应用较少。413.2.2三相桥式全控整流电路导通顺序：VT1－VT2 －VT3－ VT4 －VT5－VT6三相桥是应用最为广泛的整流电路共 阴 极 组 ―― 阴 极连接在一起的 3个晶闸管（ VT1 ，VT3，VT5）图3-17 三相桥式 全控整流电路原理图共阳极组――阳 极连接在一起的 3个晶闸管 （ VT4 ，VT6，VT2）42电路结构（两组三相不可控整流电路串联）433.2.2三相桥式全控整流电路（续）1）带电阻负载时的工作情况当 a≤60?时，ud 波形均连续，对于电阻负载，id 波 形与ud波形形状一样，也连续 波形图： a =0 （图3－18 ） a =30? （图3－19） a =60? （图3－20） 当a&60?时，ud波形每60?中有一段为零，ud波形不 能出现负值 波形图： a =90? （ 图3－21） 带电阻负载时三相桥式全控整流电路a角的移相范 围是120?44三相桥式可控整流电路基本工作原理uaubucuaPauab uacubc uba ucaucbuabNuab uacubc uba ucaucbuabuabuac45图3-18 三相桥式全控整流电路带电阻负载 a=0?时的波形u2 a = 0°ua u d1 ub uc Owt1Ⅰ u ab Ⅱ uac Ⅲ u bc Ⅳ u ba Ⅴ uca Ⅵ u cbwtu d2u 2L ud u ab uacOwti VT1O u VT1u abuacu bcu baucau cbu abuacwtOwtu abuac46图3-19 三相桥式全控整流电路带电阻负载 a= 30 ?时的波形u d1a = 30°uaubucO u d2 udwt1Ⅰ u ab Ⅱ u ac Ⅲ u bc Ⅳ u ba Ⅴ u ca Ⅵ u cbwtu abu acOwtu VT1u abu acu bcu bau cau cbu abu acOwtia Ou abu acwt47图3-20 三相桥式全控整流电路带电阻负载 a= 60 ?时的波形a = 60°u d1ua ub ucwt1O u d2 ud u ab Ⅰ u ac Ⅱ u bc Ⅲ u ba Ⅳ u ca Ⅴ u cb Ⅵ u abwtu acOwtu VT1u acu acOwtu ab48图3-21 三相桥式全控整流电路带电阻负载 a= 90 ?时的波形u d1 ua ub uc ua ubO u d2 ud u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac u bc u bawtOwtidO i VT1wtO iawtOwt493.2.2时三相桥式全控整流电路（续）段 IVT1 VT6ua-ub =uab晶闸管及输出整流电压的情况如表3－1所示IIVT1 VT2 ua-uc =uacIIIVT3 VT2 ub-uc =ubcIVVT3 VT4 ub-ua =ubaVVT5 VT4 uc-ua =ucaVIVT5 VT6 uc-ub =ucb共阴极组中导通 的晶闸管 共阳极组中导通 的晶闸管 整流输出电压ud参照图3－18503.2.2三相桥式全控整流电路（续）三相桥式全控整流电路的特点（1）2管同时通形成供电回路，其中 共阴极组和共阳极组各1，且不 能为同1相器件。 （2）对触发脉冲的要求：按VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6的顺序，相位依次差60?。 共阴极组VT1、VT3、VT5的脉冲依次差120?，共阳极组VT4、VT6、VT2也依次差120?。同一相的上下两个桥臂，即VT1 与VT4 ，VT3 与VT6 ， VT5与VT2，脉冲相差180?。513.2.2三相桥式全控整流电路（续）（3）ud一周期脉动6次，每次脉动的波形都一样，故该电路为6脉波 整流电路。（4）需保证同时导通的2个晶闸管均有脉冲可采用两种方法：一种是宽脉冲触发，脉冲宽度大于60? （一般取80?~100?）一种是双脉冲触发（常用）用两个 窄脉冲代替宽脉冲，两个窄脉冲的前沿相差60?，脉宽 一般为20?~30? 。(5）晶闸管承受的电压波形与三相半波时相同，晶闸管承受最大正、反向电压的关系也相同。523.2.2三相桥式全控整流电路（续）2) 阻感负载时的工作情况a≤60?时（a =0? 图3－22；a =30? 图3－23）ud波形连续，工作情况与带电阻负载时十分相似。主要 包括 各晶闸管的通断情况 输出整流电压ud波形 晶闸管承受的电压波形区别在于：得到的负载电流id波形不同。 当电感足够大的时候， id的波形可近似为一条水平线。a &60?时（ a =90?图3－24）阻感负载时的工作情况与电阻负载时不同。电阻负载时，ud波形不会出现负的部分。 阻感负载时，ud波形会出现负的部分。带阻感负载时，三相桥式全控整流电路的 a 角移相 范围为90? 。53图3-22 三相桥式全控整流电路带阻感负载 a = 0 ?时的波形u2 a= 0°ua ud1 O wt1 ud2 u2L ud Ⅰ Ⅱ uab uac Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ ubc uba uca ucb uab uac ub ucwtOwtid O iVT1wt wt54O图3-23 三相桥式全控整流电路带阻感负载 a = 30 ?时的波形u d1a = 30°uaubucO u d2 udwt1Ⅰ u ab Ⅱ u ac Ⅲ u bc Ⅳ u ba Ⅴ u ca Ⅵ u cbwtu abu acOwtidO ia Owt wt55图3-24 三相桥式全控整流电路带阻感负载 a = 90 ?时的波形a = 90°u d1 ub uc uaO u d2 udwt1Ⅰ u ac Ⅱ u bc Ⅲ u ba Ⅳ u ca Ⅴ u cb Ⅵ u abwtu abu acOwtuVT1u acu acO u abwt562.2.2三相桥式全控整流电路（续）3) 定量分析当整流输出电压连续时（即带阻感负载时，或带电阻 负载a≤60?时）的平均值为：Ud ?p1 3?p2p ?a 3 ?a（3-26） 6U 2 sin wtd (wt ) ? 2.34U 2 cos a3带电阻负载且a &60?时，整流电压平均值为：Ud ??p p3p?a3p ? ? 6U 2 sin wtd (wt ) ? 2.34U 2 ?1 ? cos( ? a )? （3-27） 3 ? ?输出电流平均值为 ：Id=Ud /R573.2.2三相桥式全控整流电路（续）当整流变压器为图3-17中所示采用星形接法，带阻感负 载时，变压器二次侧电流波形如图3-23中所示，其有效 值为：I2 ? 1 ? 2 2 2 ? 2 ? I d ? p ? (? I d ) ? p ? ? 2p ? 3 3 ? 2 I d ? 0.816 I d 3（3-28）晶闸管电压、电流等的定量分析与三相半波时一致。接反电势阻感负载时，在负载电流连续的情况下，电路 工作情况与电感性负载时相似，电路中各处电压、电流 波形均相同。仅在计算Id时有所不同，接反电势阻感负载时的Id为：Id ? Ud ? E R（3-29）58式中R和E分别为负载中的电阻值和反电动势的值。例： 相控整流电源设计１．相控整流电源设计方法 (1)选择整流电路 整流电路选择主要原则： ① 整流器开关元件的电流容量和电压容量必须做到充分利用。 ② 整流器直流侧的纹波越小越好，以减小整流直流电压的脉动分量，从而 减少或省去平波电抗器。 ③ 应使整流器引起的交流侧谐波电流，特别是低次谐波电流越小越好，以 保证整流器有较高的功率因数，减小对电网和弱电系统的干扰。 ④ 整流变压器的容量应得到充分利用，变压器的容量应尽可能接近直流容 量，并避免产生磁通直流分量。 (2)计算整流变压器参数： ① 变压器副边线电压、电流的计算。 ② 变压器原边线电压的确定及线电流的计算。 ③ 变压器原、副边容量计算及等值容量计算。59(3)选择冷却系统 包括发热计算和冷却系统选择。 (4)开关器件的选用与计算原则： ① 计算每臂开关管的正反向峰值电压。 ② 计算每臂器件的电流。 ③ 根据整流器的用途、使用场合及特殊要求确定电流和电压的安全裕量 系数。 ④ 根据开关器件参数、经济技术指标选用开关器件。 (5)保护系统设计 保护系统是整流装置的重要组成部分，其功能就是在线检测装置各点电流、 电压参数，及时发现并切除故障，防止故障进一步扩大，造成重大经济损失。 保护系统主要包括过压抑制，过流及负载短路保护，电压电流上升率的限制 等。 (6)主要部件和器件的计算及选用 包括：①平波电抗器的计算；②触发器的选用；③确定电压、电流检测方式； ④电压调节器的设计。60对于单相全控整流电路，为保证电流连续，平波电抗器电感量最小值为：L?2 2U 2 U ? 2.87 2 pw I d min I d min(mH )三相半波整流电路，为保证电流连续最小值：L ? 1.46U2 I d min(mH )三相桥式可控整流电路，为保证电流连续最小值：U2 L ? 0.693 I d min(mH )(7)继电操作电路及故障检测电路设计 (8)结构布置设计 (9)主要性能参数核算61保护、故障检测、结构布置的设计过程。 (1)设计要求 ①负载要求 额定负载电压UN = 220V 额定负载电流IN = 25A，要求启动电流限制在60A，并且当负载电流降到3A时， 电流仍然连续。 ②整流器的电流参数 电网频率为工频50Hz，电网额定电压UL = 380V，电网电压波动±10％。例 直流电动机用硅整流器的设计，要求对电参数进行设计，略去冷却、 2．设计举例(2)整流器主电路设计Pd ?U d I d ? 220 ? 25 ? 5.5KW因为Pd＞5KW，所以采用三相桥式整流电路且带整流变压器62(3)晶闸管的选择 ①电流参数的选取电动机在启动过程中电流最大，因此以启动电流作为晶闸管电流参数计算 的依据。 有效值：IT ?1 1 Id ? ? 60 ? 35 ( A) 3 3IT ( AV ) ? IT 35 ? ? 23 ( A) 1.57 1.57晶闸管通态平均电流：取安全裕量２，则晶闸管电流值为46A63②电压参数的选取 在三相桥式整流整流电路中，晶闸管承受的峰值电压为 6U 2 ，U2为变压 器二次侧相电压有效值。U 2 ? U d 2.34 cosa为可靠换相，取αmin = 30°，则U d ? 220 VU 2 min ? U d 2.34 cos30? ? 220 (2.34 ? cos30?) ? 108 .6 (V)因为存在±10％的波动，所以U 2 ? U 2 min 0.9 ? 120 (V)6U 2 ? 294 (V)晶闸管电压值：取安全裕量为２，则晶闸管电压值为588V。选取50A、700V的晶闸管， 型号为KP50-700。 64(4)变压器的设计 ①变压器副边容量计算 根据负载要求可知Id =25A变压器相电流有效值为：I2 ? 2 Id ? 3 2 ? 25 ? 20 .4 (A) 3S2 ? 3U 2 I 2 ? 3 ?120 ? 20.4 ? 7.344 (KVA )因为是三相桥式整流电路，所以S1 =S2 =7.344KVA，取S为7.5KVA。 变压器原边电流：U 2 I 2 120 ? 20.4 I1 ? ? ? 6.44 (A) U1 380取I1=7A U1=380V I2=21A U2=120V S=7.5KVA(5)平波电抗器的计算L ? 0.693 U2 120 ? 0.693 ? ? 27.72 (mH ) I d min 3则平波电抗器取：L=27.72(mH)IL=Id=25A653.3 变压器漏感对整流电路的影响? 前面讨论中都忽略了电源变压器漏感对晶闸管换 相的影响；在分析电感性负载的可控整流电路过 程时都假设晶闸管的换相是瞬时完成的，即认为 欲停止导通的晶闸管其电流从突然下降到零，而 刚开始导通的晶闸管电流从零瞬时上升到。众所 周知，变压器都有漏感，该漏感可用一个集中参 数LB表示，且其值是折算到变压器二次侧的，由 于电感要阻止电流的变化，电感电流不能突变， 因此电流换相必然要经过一段时间，不能瞬时完 成。663.3 变压器漏感对整流电路的影响现以三相半波为例，然后将其结论推广。VT1换相至VT2的过程： 因a、b两相均有漏感，故ia、 ib均不能突变。于是VT1和 VT2同时导通，相当于将a、 b两相短路，在两相组成的 回路中产生环流ik。udauaubucik=ib是逐渐增大的， 而ia=Id-ik是逐渐减小的。 当ik增大到等于Id时，ia=0， VT1关断,换流过程结束。Owtia ib ic ia Idid ic Ogwt图3-25 考虑变压器漏感时的67三相半波可控整流电路及波形? VT1导通，换相开始前，VT2、VT3不通。开始换相 时，此时触发VT2，因为每一相中都有电感，所以 VT1管中的电流不能突然消失，VT2管中的电流也 不能突然增加到Id，而需要一个逐渐变化的过程， 也就是说，VT1管中的电流不能瞬间的转移到VT2 管中去，而需要一个换相过程，在换相过程中VT1 管的电流逐渐变小，VT2管中的电流逐渐上升，即 存在一个很短的两个晶闸管同时导通的重叠期间， 这就是通常所说的换相重叠问题。 ? 换相重叠期间，负载电流保持不变: ? 有ia+ib=Id,对该式微分得：dia/dt+dib/dt=0683.3 变压器漏感对整流电路的影响换相重叠角――换相过程持续的时间，用电角度g表示。 换相过程中，整流电压ud为同时导通的两个晶闸管所对 应的两个相电压的平均值。dik dik ua ? ub ud ? ua ? LB ? ub ? LB ? dt dt 2（3-30）换相压降――与不考虑变压器漏感时相比，ud平均值 降低降低的多少称为换相压降。1 a ?g 3 a ?g dik ?U d ? ?a (ub ? ud )d(wt ) ? 2p ?a [ub ? (ub ? LB dt )]d(wt ) 2p / 3 3 a ?g dik 3 Id 3 ? ?a LB dt d(wt ) ? 2p ?0 wLBdik ? 2p X B I d （3-31） 2p69以m相计算换相压降di 1 a ?g m a ?g ?Ud ? (ub ? ud ) d (wt ) ? [ub ? (ub ? LS k )] d (wt ) 2p ?a 2p ?a dt m dik m a ?g m Id ? ?a LB dt d (wt ) ? 2p ?0 wLB dik 2p m mX B ? wLB I d ? Id 2p 2p70换相重叠角的计算为了使获得的换相重叠角γ具有普遍意义，把图中的电压坐标纵 移到自然换相点，则相电源中相邻两相（和）电压表示成余弦函数.ua ? 2U 2 cos(wt ?pm)ub ? 2U 2 cos(wt ?pm)dik ub ? ua ? 2 2U 2 sin sin wt ? 2 LB m dtdik ? 1 wLB 2U 2 sinppmsin wt d (wt )a ?g?Id 0dik ?2U 2 sinpm由于环流过程ik由0增大至id两边积分得 换相重叠角与漏抗和控制角的关系：wLBId ??asin wt d (wt )2U 2 sin XBpm [cosa ? cos( ? g )] aId X B 2U 2 sincosa ? cos( ? g ) ? apm713.3 变压器漏感对整流电路的影响若为三相半波cosa ? cos(a ? g ) ? 2X BId 6U 2g 随其它参数变化的规律： （1） Id越大则g 越大； （2） XB越大g 越大； （3） 当a≤90?时，a 越小g 越大。723.3 变压器漏感对整流电路的影响变压器漏抗对各种整流电路的影响表3-2 各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算电路形式单相 全波XB单相全 控桥2X B?U dpIdpId三相 半波 3X B Id 2p2X B Id 6U 2三相全 控桥3X Bm脉波 整流电路mX B ① Id 2pId X B 2U 2 sin②pIdcosa ? cos(a ? g )Id X B 2U 22I d X B 2U 22X B Id 6U 2pm注：①单相全控桥电路中，XB在一周期的两次换相中都 起作用，等效为m=4 。即用2Id代替式中Id . ②三相桥等效为相电压等于 3U 2 3U 2 的6脉波整流电路， 故其m=6，相电压按 3U 2 代入。 3U 273? 变压器的漏抗与交流进线电抗器的作用一 样，能够限制其短路电流，使电流变化比 较缓和，但是，在漏抗引起的换相重叠期 间，相间短路，致使相电压波形出现一很 深的缺口，造成电网波形崎变，因此实际 的整流装置入端加滤波器以消除这种畸变 波形。另外漏抗使整流装置的功率因素变 坏，电压脉动系数增加，输出电压调整率 降低。743.3 变压器漏感对整流电路的影响变压器漏感对整流电路影响的一些结论:出现换相重叠角g ，整流输出电压平均值Ud降低。 整流电路的工作状态增多。 晶闸管的di/dt 减小，有利于晶闸管的安全开通。 有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的di/dt。 换相时晶闸管电压出现缺口，产生正的du/dt，可 能使晶闸管误导通，为此必须加吸收电路。换相使电网电压出现缺口，成为干扰源。753.3 变压器漏感对整流电路的影响例：三相桥式不可控整流电路，阻感负载，R=5Ω，L=∞，U2=220V，XB=0.3Ω， 求Ud、Id、IVD、I2和g的值并作出ud、iVD和i2的波形。 解：三相桥式不可控整流电路相当于三相桥式可控整流电路a＝0°时的情况。 Ud＝2.34U2cosa－ΔUd ΔUd＝3XBIdMp Id＝UdMR 解方程组得： Ud＝2.34U2cosaM（1＋3XB/pR）＝486.9（V） Id＝97.38（A） a 又∵cos － cos( ? g ) =2 I d X BM U2 a 6 即得出cos g =0.892 换流重叠角g＝26.93° 二极管电流和变压器二次测电流的有效值分别为 IVD＝IdM3＝97.38M3＝33.46（A） I2a＝ 2 Id＝79.51（A） 3 ud、iVD1和i2a的波形如书图3-27所示。763.4 电容滤波的不可控整流电路3.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路3.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路773.4 电容滤波的不可控整流电路（续）在交―直―交变频器、不间断电源、开关电源 等应用场合中，大量应用。 最常用的是单相桥和三相桥两种接法。 由于电路中的电力电子器件采用整流二极管，故也称这类电路为二极管整流电路。78（1）不控整流电路输出电压中含有谐波电 压，为此须在整流电路的输出端与负载之 间接入LC滤波器。 （2）由于谐波电压的频率不高，要有较好滤 波效果，必须LC很大。 （3）而滤波电感L的重量、体积相对于电容 C要大得多，通常取较小的L和较大的C组 成LC滤波器，或只用电容滤波。79? 在实际使用中，相当数量的负载并不是纯 阻负载，如直流电动机就是典型的感性负 载。另外，为了得到更加平稳的直流输出 电压，消除谐波分量的影响，常在整流电 路输出端与负载之间接入LC滤波器。由于 整流输出谐波的频率并不高，所以必须使 用较大的LC才能得到较好的滤波效果。在 滤波电路中，考虑体积成本，一般优先考 虑使用电容滤波。803.4.1电容滤波的单相不可控整流电路1） 工作原理及波形分析常用于小功率单相交流输入的场合，如目前大量普 及的微机、电视机等家电产品中。 基本工作过程： 在u2正半周过零点至wt=0期间，因u2&ud，故二极管均不导通，电容C向R放电，提供负载所需电流。 至wt=0之后，u2将要超过ud，使得VD1和VD4开通，ud=u2， 交流电源向电容充电，同时向负载R供电。 至VD 1 i2 id VD 3 i,u d iC iR C i udwt ? qu1u2 VD 2ud +R0qp2pwtVD 4?b)a)图3-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a) 电路 b) 波形81工作原理：（1）刚通电时，若电路处于正半周， D1、D4导通 （负半周，为D2、D3导通）， 变压器副方电压给电容器C充电。 vC=vS按正弦规律变化； （2）在vS刚过90°时，正弦曲线下降的 速率很慢。所以二极管仍然导通。 同时电容C要以指数规律向负载Ｒ放电。 在超过90°后的某个点， 正弦曲线下降到小于电容放电电压时， 二极管关断； （3）如图所示，在t1到t2时刻， 二极管导电， vC=vD按正弦规律变化；t2到t3时刻 二极管关断， vC=vD按指数曲线下降， 放电时间常数为RC。82特点： （1）当ＲC增加，t1点要右移，t2点要左移， 二极管关断时间加长，导通角减小；反之， ＲC减少时，导通角增加； （2）当Ｒ很小，电容滤波的效果不好，反 之，当Ｒ很大，尽管C较小，ＲC仍很大， 电容滤波的效果也很好； （3）所以电容滤波适合输出电流较小的场 合。833.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路◆?和q的确定 ?指VD1和VD4导通的时刻与u2过零点相距的角度，q指VD1和VD4的导通角。 在VD1和VD4导通期间u2 ? 2U 2 sin(wt ? ? )? ud (0) ? 2U 2 sin ? ? 1 t ? u d ( 0) ? iC dt ? u2 ? C ?0 ?(3-37)(3-38)式中，ud(0)为VD1、VD4开始导通时刻直流侧电压值。 将u2代入并求解得： iC ? 2wCU 2 cos(wt ? ? ) 而负载电流为：(3-39) (3-40)u2 2U 2 iR ? ? sin(wt ? ? ) R R于是id ? iC ? i R ? 2wCU 2 cos(wt ? ? ) ?2U 2 sin(wt ? ? ) R(3-41)843.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路当wt=q时，VD1和VD4关断。将id(q)=0代入式 （3-41），得：(3-42)??q/radtg(q ? ? ) ? ?wRC二极管导通后u2开始向C充电时的ud与二极管关 断后C放电结束时的ud相等，故有下式成立：2U 2 sin(q ? ? ) ? e?p ?q wRCp 5p/6 2p/3 p/2 p/3 p/60 10 20?q30 40 50 60 wRC /rad 图3-27 ? 、q与wRC的 关系曲线? 2U 2 sin?(3-43) (3-44)p ? q ? ? ? arctg(wRC )由式（3-42）和（3-43）得wRC(wRC ) 2 ? 1?e?arctg ( wRC ) wRC?e?? wRC? sin ?(3-45)可由式（3-45）求出?，进而由式（3-44）求出q,显然?和q仅由乘积wRC决定。853.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路q的另外一种确定方法：VD1和VD4的关断时刻，从物理意义上讲，就是两个电压下降速度相等的时刻，一个是电 源电压的下降速度|du2 /d(wt)|，另一个是假设二极管VD1和 VD4关断而电容开始单独向电阻放电时电压的下降速度 |dud/d(wt)|p（下标表示假设），据此即可确定q。p 5p/6 2p/3 p/2 p/3 p/60 10 20 30 40 wRC /rad 50?q6086图3-28 ? 、q与wRC的关系曲线（1）输出电压平均值的最大值VDmax：输出电压瞬时值的峰值； （2）输出电压平均值的最小值VDmin：该电路在电阻负载下的输出电压平均值； （3）当R一定，C加大时，输出电压的平均值增加，输出电流的平均值也将增大， 而这时的导通角将减小，必然的结果是流过 二极管电流的幅值增加。因此，为了减小电压波动而增大电容C 的结果是使输入电流的有效值大大增加， 从而必须要增加整流二极管的电流容量 872.4.1电容滤波的单相不可控整流电路2) 主要的数量关系输出电压平均值空载时， d ? 2U 2。 U 重载时，Ud逐渐趋近于0.9U2，即趋近于接近电阻负载时的特性。 在设计时根据负载的情况选择电容C值，使 RC ? (3 ~ 5)T / 2 , 此 时输出电压为： Ud≈1.2 U2。(T为交流电源的周期) （3-46）电流平均值输出电流平均值IR为： 二极管电流iD平均值为：二极管承受的电压IR = Ud /R （3-47） （3-48） Id =IR ID = Id / 2=IR/ 2 （3-49）2U 2882.4.1电容滤波的单相不可控整流电路感容滤波的二极管整流电路实际应用为此情况，但分析复杂。 ud波形更平直，电流i2的上升段平缓了许多，这 对于电路的工作是有利的。i2,u2,ud u2 i2ud?0qpwta)b)图3-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a） 电路图 b）波形893.5 整流电路的谐波和功率因数3.5.1 谐波和无功功率分析基础3.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 3.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析3.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析903.5 整流电路的谐波和功率因数 ? 引言随着电力电子技术的发展，其应用日益广泛，由此带 来的谐波(harmonics)和无功(reactive power)问题日益 严重，引起了关注。 无功的危害：导致设备容量增加。 使设备和线路的损耗增 加。 线路压降增大，冲击性 负载使电压剧烈波动。谐波的危害：降低设备的效率。影响用电设备的正常工作。引起电网局部的谐振，使谐 波放大，加剧危害。导致继电保护和自动装Z的 误动作。对通信系统造成干扰。91正弦电压、电流似稳态过程的功率定义? 在电力电子技术应用中，系统中的电压、 电流处于稳定运行状态。但电压、电流并 不为理想的正弦波，而是周期性的非正弦 波，则称这种稳态运行方式为“似稳态” 运行方式。 ? 根据电路基本理论，无论是正弦还是非正 弦的周期波，都有有功功率、视在功率和 无功功率之分。它们的定义如下：92?1.有功功率 ? 单相系统 P=UIcos ? 三相对称系统 P= 3 UIcos ? 2.视在功率 ? 单相系统 S=UI ? 三相对称系统 S= 3UI 3.无功功率 ? 单相系统 Q= 3UIsin ? 三相对称系统 Q= 3UIsin ?934.功率因数 cos ? =P/S?三种功率之间的关系 S2=P2+Q2 以上表达式中，U和I分别表示线电 ? 压和线电流， 表示线电压和线电流 之间的相位差。94正弦电压的似稳态过程1. 有功功率 ? 单相系统 P=UI1cos? 1 ? 三相对称系统 P= 3 UI1cos? 1 2. 视在功率 ? 单相系统 S= UI1 ? 三相对称系统 S= 3UI 1 3. 无功功率 ? 单相系统 Q1= UI1sin ?1 三相对称系统 Q1= 3 UI1sin?1 4. 畸变功率 D= S ? P ? Q 5. 功率因数 P2 2 2??S? COS?1?当假定电压为真正的正弦波， 电流存在谐波时系统就会产 生一个畸变功率。95直流电量.基波.谐波.纹波 直流分量――DC电路中分解后的常量可看成所需的 直流分量，谐波都是不需要的量。 谐 波――AC电路中一般不会有直流（会引起 直流偏磁，若输出有变压器，会引起磁饱和）， 分解出的最低次谐波常称为基波（n＝1），其它 谐波一般都是不需要的分量。 谐波一般用滤波器滤掉，滤波器输出电压有纹波。963.5.1 谐波和无功功率分析基础■谐波 ◆正弦波电压可表示为u (t ) ? 2U sin(wt ? ?u )(3-54)式中U为电压有效值；?u为初相角；w为角频率，w=2pf=2p/T；f为频率； T为周期。 ? ◆非正弦电压u(wt)分解为如下形式的傅里叶级数 ( an cos nw t ? bn sin nw t ) u(w t ) ? a0 ??n ?1式中(3-55)a0 ?1 2p?2p0u(w t )d(w t )1 2p an ? ? u(wt ) cos nwtd(wt ) p 0 1 2p bn ? ? u(w t ) sin nw td(w t ) p 0n=1, 2, 3…973.5.1 谐波和无功功率分析基础或u(w t ) ? a0 ? ? cn sin( nw t ? ? n )n ?1?(3-56)式中，cn、?n和an、bn的关系为2 2 cn ? a n ? bn an ? cn sin ? n? n ? arctg( an / bn ) bn ? cn cos ? n◆基波（fundamental）：频率与工频相同的分量。 谐波：频率为基波频率大于1整数倍的分量。 谐波次数：谐波频率和基波频率的整数比。 ◆谐波含量的度量用“含有率”的概念来说明 n次谐波电流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表示HRI n ?In ? 100(%) I1(3-57)◆电流谐波总畸变率或电流的总谐波含量THDi（Total Harmonic distortion） 分别定义为（Ih为总谐波电流有效值） (3-58)THDi ?Ih ? 100(%) I1981）偶函数 →无正弦项 2）奇函数 →无直流项，无余弦项 3）半波对称函数 →无直流项，无偶次谐波 ? 半波对称的奇（偶）函数，将特性综合 即可993.5.1 谐波和无功功率分析基础■功率因数 ◆正弦电路 有功功率就是其平均功率： 1 2p P? u ? id (wt ) ? U ? I ? cos? 2p ?0 视在功率为： 无功功率为： 功率因数为：(3-59)式中U、I 分别为电压和电流的有效值，?为电流滞后于电压的相位差。S=UI Q=UIsin?(3-60) (3-61) (3-62)P S 无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间的关系：??S 2 ? P 2 ? Q2(3-63)在正弦电路中，功率因数是由电压和电流的相位差?决定的，其值为：?=cos?(3-64)1003.5.1 谐波和无功功率分析基础◆非正弦电路 有功功率为P ?UI1cos?1(3-65)式中I1为基波电流有效值，?1为基波电流与电压的相位差。 功率因数为：??式中，?=I1/I，即基波电流有效值和总电流有效值之比，称为基波因数， 即为基波含有率，而cos?1称为位移因数或基波功率因数。 无功功率 定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义。 一般简单定义为（反映了能量的流动和交换）：P UI 1 cos?1 I1 ? ? cos?1 ? ? cos?1 S UI I(3-66)Q ? S 2 ? P2 仿照式（2-61）定义为： Q ? U I s in?f 1 1(3-67) (3-68)畸变功率D为：D ? S ? P ?Q ?U2 2 2 fI n2 ?n ?2?(3-71)101电压换向的整流电路? 对于网络换流整流器，可以认为系统电压 为正弦波，使用前面公式进行计算。所有 的整流器不仅从系统吸收有功功率，而且 还吸收畸变功率和滞后性无功功率。在理 想情况下有 ? 全控型电路 ? = a ? 半控型电路 ? = a / 2102? 显然，由于相位差的存在，系统出现了无 功功率，但这个无功功率并不是有电感产 生的，而是由整流电路产生的。实际系统 中，传输线总是有分布电感，因为整流电 路也会有换流重叠现象，正是由于换流重 叠的存在，基波相位的偏移角也会增加， 这个重叠角的大小与换流阻抗有关。1033.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析■单相桥式全控整流电路 ◆电流波形如图3-6所示，将电流波形分解为傅里叶级数，可得i2 ? 4p4I d (sin w t ?1 1 sin 3w t ? sin 5w t ? ?) 3 51 ? Id ? sin nw t ? ? 2 I n sin nw t p n?1,3,5,? n n ?1, 3, 5,?(3-72)其中基波和各次谐波有效值为In ? 2 2I d npn=1,3,5,… (3-73)可见，电流中仅含奇次谐波，各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基 波有效值的比值为谐波次数的倒数。i2 oId Id图3-6 i2的波形 104wt3.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析◆功率因数 基波电流有效值为I1 ? 2 2 Id p(3-74)i2的有效值I=Id，可得基波因数为??I1 2 2 ? ? 0.9 I p(3-75)电流基波与电压的相位差就等于控制角a，故位移因数为?1 ? cos?1 ? cosa功率因数为? ? ??1 ?I1 2 2 cos?1 ? cosa ? 0.9 cosa I p(3-76)(3-77)1053.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分 析■三相桥式全控整流电路 ◆以a=30?为例，电流有效值为I ?2 Id 3(3-78)◆电流波形分解为傅立叶级数ia ? ? 2 3 2 3 1 1 1 1 I d [sin w t ? sin 5w t ? sin 7w t ? sin 11w t ? sin 13w t ? ?] p 5 7 11 13pI d sin w t ?2 3pIdn ? 6 k ?1 k ?1, 2 , 3??( ?1) k1 sin nw t ? 2 I 1 sin w t ? ? ( ?1) k 2 I n sin nw t n n ? 6 k ?1k ?1, 2 , 3?◆与单相整流桥路相比，没有3及3的倍次谐波ia o图3-24 ia的波形wt(3-79)1063.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析（续）ud1a= 30° uaubuc2）三相桥式全控整流电路阻感负载，忽略换相 过程和电流脉动，直 流电感L为足够大。 以 a =30?为例，此时， 电流为正负半周各 120?的方波，其有效 值与直流电流的关系 为：I ? 2 I d （3-78） 3O wt1 ud2 ud Ⅰ u Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ uab Ⅱ ubc uba uca ucb uab uac acwtOwtidI ?O ia Owt2 Id 3（2-78）107wt图3-23 三相桥式全控整流电路 带阻感负载a=30?时的波形3.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分 析由式（3-79）可得电流基波和各次谐波有效值分别为? ?I1 ? ? ? ?I ? ? n ?6 Id p 6 Id , np n ? 6k ? 1,k ? 1,2,3,?(3-80)结论：电流中仅含6k?1（k为正整数）次谐波，各次谐波有效值与谐波次 数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。 ◆功率因数 基波因数为I1 3 ? ? 0.955 I p 电流基波与电压的相位差仍为a，故位移因数仍为??(3-81)?1 ? a(3-82) (3-83)108功率因数为? ? ??1 ?I1 3 cos?1 ? cosa ? 0.955 cosa I p3.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析■单相桥式不可控整流电路 ◆采用感容滤波。 ◆电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下 规律： 谐波次数为奇次。 谐波次数越高，谐波幅值越小。 谐波与基波的关系是不固定的。 w LC 越大，则谐波越小。 ◆关于功率因数的结论如下： 位移因数接近1，轻载超前，重载滞后。 谐波大小受负载和滤波电感的影响。1093.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析■三相桥式不可控整流电路 ◆有滤波电感。 ◆交流侧谐波组成有如下规律： 谐波次数为6k±1次，k =1，2，3…。 谐波次数越高，谐波幅值越小。 谐波与基波的关系是不固定的。 ◆关于功率因数的结论如下： 位移因数通常是滞后的,但与单相时相比,位移因 数更接近1。 随负载加重（wRC的减小），总的功率因数提 高；同时，随滤波电感加大，总功率因数也提高。1103.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析0 1 0 . . 9 8pm0 1 0 . . 9 802p mu d2 2 Upmwt图3-35 a=0?时，m脉波整流电路的整流电压 波形■整流电路的输出电压是周期性的非正弦函数，其中主要成分为直流，同时包含各种频率的谐波，这些谐波对于负载的工作是不利的。■a=0?时，m脉波整流电路的整流电压和整流电流的谐波 分析 ◆整流电压表达式为(3-84)ud 0 ? 2 U 2 coswt111整流电路的谐波分析m相整流电路的一般分析 在-π/m～π/m区间整流电压为ud 0 ? 2U 2 coswt全部整流电压可分解为：Ud0以２π/m为周期有：bn ? 1ud 0 ? U d 0 ?n ? mk?b?ncos nwt2p 2np ) ? cos(nwt ? ) m mcos nwt ? cos n(wt ?pm ?n为m的整数倍则：p?pm2U 2 coswt cos nwtd (wt ) ?? 2m 2U 2cos kp sin n ?12pmpmpm ?1 U d 0? 2p m?pm2U 2 coswtd (wt ) ? 2U 2pmsinpm112α= 0时整流电压可分解为：ud 02 cos kp ? U d 0 [1 ? ? 2 cos nwt ] n ? mk n ? 1?单相双半波、单相桥式整流电路m=2代入可得ud 02 2 2 ? 2U 2 sin [1 ? cos 2wt ? cos 4wt ? cos 6wt ? ?] p 2 1? 3 3? 5 5? 72p三相半波整流电路m=３代入可得ud 02 cos3wt 2 cos 6wt 2 cos9wt ? 2U 2 sin [1 ? ? ? ? ?] p 3 2? 4 5? 7 8 ?10 32 cos 6wt 2 cos12wt 2 cos18wt ? 2U 2 L sin [1 ? ? ? ? ?] p 6 5? 7 11 ?13 17 ?19 6p三相桥式整流电路，等效于相电压为U２L的六相半波电路，m=６，代入可得ud 0p随着相数m的增加使得谐波中最低次谐波的频率增加，同时其幅值迅速减小 113整流电压的有效值为：U?m 2p?pm ?pm( 2U 2 sin wt ) 2 d (wt ) ? U 2 1 ?sin2p m2p m第n次谐波有效值为：1 2 2 Un ? (an ? bn ) 2 22 U ? [U d 0 ? ?U ] 1 2 2 n1整流电压有效值为谐波电压有效值为U R ? [?U ] ? [U ? U ]21 2 2 n1 2 2 d0电压纹波因数gu ?UR U d01 m 2p m 2 p [ ? sin ? 2 sin 2 ] 2 m p m ? 2 4p m p sin p m1114当α & 0时，傅氏级数中的常数项即整流电压平均值为：1 U da ? 2p m?pm ??a ?apm2U 2 coswtd (wt ) ? 2U 2pmsinpmcosa? sin(k m ? 1)a sin(k m ? 1)a ? an ? U d 0 cos kp ? ? k m?1 ? ? k m? 1 ? ? cos(k m ? 1)a cos(k m ? 1)a ? bn ? U d 0 cos kp ? ? k m? 1 k m?1 ? ? ?1153.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析对该整流输出电压进行傅里叶级数分解，得出：? 2 cos kp ? ? ud 0 ? U d 0 ? ? bn cos nwt ?U d 0 ?1 ? ? 2 cos nwt ? n ?mk ? n?mk n ? 1 ? ?(3-85)式中，k=1，2，3…；且：U d 0 ? 2U 2mp m 2 cos kp bn ? ? 2 Ud 0 n ?1sinp(3-86) (3-87)◆电压纹波因数gu ?其中UR Ud02 n(3-88)UR ?n ? mk?U?? U 2 ? U d20(3-89)1163.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析U? m 2p?pm?pm( 2U 2 cos wt ) 2 d (wt ) ? U 2 1 ?sin2p m1 22p m(3-90)将上述式（3-89）、（3-90）和（3-86）代入（3-88）得?1 m 2p m p? ? sin ? 2 sin 2 ? ? 2 4p m p m? ?? m p sin p m2gu ?UR Ud0(3-91)表3-3 不同脉波数m时的电压纹波因数值mu248.2318.2764.18120.994∞0117g （%）3.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析◆负载电流的傅里叶级数id ? I d ?上式中：n ?mk?d?ncos(nwt ? ? n )(3-92)Ud0 ? E Id ? R b bn dn ? n ? zn R 2 ? ( nwL) 2(3-93)(3-94)nwL ? n ? tan R?1(3-95)1183.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析◆a=0?时整流电压、电流中的谐波有如下规律： m脉波整流电压ud0的谐波次数为mk（k=1，2， 3...）次，即m的倍数次；整流电流的谐波由整流 电压的谐波决定，也为mk次。 当m一定时，随谐波次数增大，谐波幅值迅速减 小，表明最低次（m次）谐波是最主要的，其它 次数的谐波相对较少；当负载中有电感时，负载 电流谐波幅值dn的减小更为迅速。 m增加时，最低次谐波次数增大，且幅值迅速减 小，电压纹波因数迅速下降。119１．单相桥式可控整流电路谐波分析ud ?an ? 2 2U 22 2pU 2 cosap? sin(2k ? 1)a sin(2k ? 1)a ? cos kp ? ? 2k ? 1 ? ? 2k ? 1 ?bn ?2 2U 2p? cos(2k ? 1)a cos(2k ? 1)a ? cos kp ? ? 2k ? 1 2k ? 1 ? ? ?2k次谐波电压幅值为：2 2 U nm ? an ? bn120U nm ? 2k次谐波的电压幅值与交流电压幅值的比值为： 2U 22 2 an ? bn2U 22k次谐波的相位角为：an q n ? arctan bn很显然，α=90°时谐波幅值最大，因此实际应用中按α=90°选用平波电抗器。121m=2时，单相桥相控整流负载电压有效值U=U2，则谐波电压有效值为：U H ? U ?U ? U2 1?2 2 d8 cos2 ap22U p ? ? gu ? H ? ? ? ?1 Ud ? 2 2 cosa ?２．三相桥式可控整流电路谐波分析 将m=６带入m脉波通用公式得三相桥式相控整流电路的输出电压平均值为：ud ?3 2pU 2L cosa122an ?3 2U 2 Lp? sin(6k ? 1)a sin(6k ? 1)a ? cos kp ? ? 6k ? 1 ? ? 6k ? 1 ?bn ?3 2U 2 Lp? cos(6k ? 1)a cos(6k ? 1)a ? cos kp ? ? 6k ? 1 6k ? 1 ? ? ?6k次谐波的电压幅值为：U nm ?2 2 an ? bn2 2 an ? bn6k次谐波的电压幅值与交流电压幅值的比值为：U nm ? 2U 22U 26k次谐波的相位角为：an q n ? arctan bn123α=90°时谐波幅值最大，因此实际应用中按α=90°选用平波电抗器。m=6时，三相桥相控整流负载电压有效值为：U?3p?p2p ?a 3 ?a( 2U 2 L sin wt ) 2 d (wt ) ? 2U 2 L31 3 3 ? cos 2a 2 4p谐波电压有效值为：2 U R ? U 2 ?Ud电压纹波系数为2 U 2 ?Ud UR gu ? ? Ud Ud1243.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析■ a不为0?时的情况 ◆整流电压分解为傅里叶级数为：?ud ? U d ?n ?6 k?cncos( nwt ? q n )(3-96)2 U2L◆以n为参变量，n次谐波幅值对a的关系如图3-36所示： 当a从0?~ 90?变化时，ud的谐波幅 值随a增大而增大，a=90?时谐波 0.3 n=6 幅值最大。cn0.2 0.1 n=12 n=18 0 30 60 90 120 150 180 ) a/(°a从90?~ 180?之间电路工作于有源逆变工作状态，ud的谐波幅值随a 增大而减小。图3-36 三相全控桥电流连续时，以n 为参变量的 cn 与a的关系2U 2l125? 周期性波形的展开 ? 根据傅立叶级数的原理，周期函数都可以展 开为常数与一组具有共同周期的正弦函数和余弦 函数之和。 ? 其展开式中，常数表达的部分称之为直流分 量，最小正周期等于原函数的周期的部分称之为 基波或一次谐波，最小正周期的若干倍等于原函 数的周期的部分称之为高次谐波。 ? 因此高次谐波的频率必然也等于基波的频率 的若干倍，基波频率3倍的波称之为三次谐波，基 波频率5倍的波称之为五次谐波，以此类推。不管 几次谐波，他们都是正弦波。126? 在理想的干净供电系统中，电流和电压都是正弦 波的。在只含线性元件(电阻、电感及电容)的简 单电路里，流过的电流与施加的电压成正比，流 过的电流是正弦波。 ? 用傅立叶分析原理，能够把非正弦曲线信号 分解成基本部分和它的倍数。 ? 在电力系统中，谐波产生的根本原因是由于 非线性负载所致。当电流流经负载时，与所加的 电压不呈线性关系，就形成非正弦电流，即电路 中有谐波产生。由于半导体晶闸管的开关操作和 二极管、半导体晶闸管的非线性特性，电力系统 的某些设备如功率转换器比较大的背离正弦曲线 波形。127?谐波电流的产生是与功率转换器的脉冲数相关 的。6脉冲设备仅有5、7、11、13、17、19 …。 n倍于电网频率。功率变换器的脉冲数越高，最低 次的谐波分量的频率的次数就越高。 ? 其他功率消耗装置，例如荧光灯的电子控制 调节器产生大强度的3 次谐波( 150 赫兹)。 ? 在供电网络阻抗( 电阻) 下这样的非正弦曲线 电流导致一个非正弦曲线的电压降。在供电网络 阻抗下产生谐波电压的振幅等于相应谐波电流和 对应于该电流频率的供电网络阻抗Z的乘积。次数 越高，谐波分量的振幅越低。128? 奇次谐波 ? 额定频率为基波频率奇数倍的谐波，被称为 “奇次谐波”，如3、5、7次谐波 ? 偶次谐波 ? 额定频率为基波频率偶数倍的谐波，被称为 “偶次谐波”，如2、4、6、8次谐波。 ? 一般地讲，奇次谐波引起的危害比偶次谐波 更多更大。 ? 在平衡的三相系统中，由于对称关系，偶次 谐波已经被消除了，只有奇次谐波存在。对于三 相整流负载，出现的谐波电流是6K±1次谐波， 例如5、7、11、13、17、19等。 ? 变频器主要产生5、7次谐波。 129AC-DC电路输入功率因数AC-DC相控整流电路网侧（输入）谐波电流? 以单相桥式整流电路为例,AC电源经全波整流后，再接 一个电容器滤波，得到直流电压。输入电压Vi是正弦， 但输入整流脉动电压仅在高于电容电压的瞬间对电容 充电，所以输入交流电流i 波形严重畸变，呈脉冲状 （在滤波电容C=1000uF，负载电阻R=100时，脉宽为 4mS）。脉冲状的输入电流，含有大量谐波，一方面使 谐波噪声水平提高，同时AC―DC整流电路输入端必需 增加滤波器，成本高，体积、重量大。根据给出的单 相桥式整流电路的输入电流谐波分析，如果把基波分 量定为100%，则电流的三次谐波分量达77.5%,而五次 谐波分量也达到50.3%，?；总的谐波电流分量有效值 （ 或 称 总 谐 波 畸 变 Total Harmonic Distortion) 为 95.6%，输入端功率因数只有68.3%。130整流电路及输出电压电流波形131? 观察三相桥整流，其输入相电流的波形如图所示。电流为 双脉动形状，失真严重。200V0VSEL&& -200V V(Va:+) 40A0A-40A 50ms I(L1)60ms70ms Time80ms90ms100ms132? 在可控整流电路中，整流电源是依靠改变 控制角来实现调压或稳压，这种传统的相 控整流电路的网侧电流绝大多数都是非正 弦的（如图所示），若考虑到换相重叠时， 即使是全波带阻性负载的不可控整流电路， 网侧电流也有畸变，当不控整流输出加滤 波时，网侧电流为断续脉冲波，因此相控 整流装置相当于一个电流谐波发生器。由 此可见，整流电路的大量应用，使电网输 出非正弦电流，网侧功率因数下降，对电 网的谐波电流污染严重。133? 大量电流谐波分量倒流入电网，一方面造 成对电网的谐波“污染”，增加了电网的 无功损耗与线路压降，这些谐波电流在传 输线上流动将引起传导和射频干扰，干扰 对它敏感的电子设备；另一方面产生“二 次效应”，即失真电流流经电源内部和线 路阻抗时，其谐波电流就会在电源内阻和 线路阻抗上产生电压降，构成谐波电压,谐 波电压叠加在电源的基波电压上就会引起 电源电压失真。134? 近年来，由于谐波电流的存在使得电流波形失真， 成为除相移因数外第二个使变流电路输入端功率 因数下降的主要原因。这样负载上可以得到的实 际功率减小，脉冲状的输入电流波形，有效值大 而平均值小，所以电网输入伏安数大，负载功率 却较小。例如用容量为1000kVA的发电机来带动功 率为10kW的电动机，如采用变流电路，由于其功 率因数只有0.65左右，则该发电机最多能带动的 电动机数为65台，但若使变流电路的功率因数提 高到0.95，则该发电机所能带动的电动机台数至 少为90台。由此可见，提高功率因数能充分利用 发电设备的容量。135提高AC-DC电路网侧功率因数的主要方法为了减小变流电路输入端谐波电流造成的 噪声和对电网产生的谐波“污染”，以保 证电网供电质量，提高电网的可靠性，同 时也为了提高输入端功率因数，必须限制 电路的输入端谐波电流分量。现在，相应 的国际标准已经颁布实施，如IEC-555-2， EN60555-2等。一般规定各次谐波不得大于 某极限值。提高变流电路输入端功率因数 和减小输入电流谐波的主要方法有： ?1361）这一方案是在变换器的输入端加入有针对性的 滤波器，即无功补偿装置。无源校正法的优点在 于其电路简单，易于实现，而且其成本低、可靠 性高。但缺点是其功率因数校正效果有限（一般 可提高到0.9左右），工作性能与频率、负载变化 及输入电压变化有关，电感和电容器之间有大的 充放电电流，而且在低频情况下，需要大容量的 电感器和电容器，使变换器的体积、重量、性能 价格比与有源功率因数校正法相比有明显的不足。1372）增加整流相数，使网侧电流更加接近正弦。 3）尽量设法让整流装置运行在 比较小的 状况下。 4）利用自关断器件代替晶闸管（一般需要串 入整流管），通过适当的控制策略，如导通角 控制、对称角控制、脉宽调制（PWM）、正弦 脉宽调制（SPWM）等来改善功率因数。a138方案导通角控制 这种方法就是让开关器件在交流电源过零时 开通，通过控制导通角来达到改变整流输出电压 的目的。从分析可知，网侧电流中的基波电流分 量领先于电源电压一个相角，从而补偿了电网中 的滞后无功分量。 对称角控制 在相控整流电路中,输入电流波形基波滞后输入 电压；导通角控制，输入电流波形基波超前输入 电压，对称角控制就是希望网侧电流（输入电流） 基波与输入电压同相位。139脉宽调制技术（PWM） 上述控制方法，每半周只有一个脉冲，将网侧 电流进行傅立叶分析，含有三次谐波，滤除三次 谐波比较困难，采用脉宽调制技术，每一个半周 由几个到上千个脉冲（根据开关管的工作频率不 同而不同），通过选择不同的脉冲个数，可以消 除某些低次谐波，例如如果脉冲个数是3或3的整 数倍，网次电流就不含3或3的整数倍次谐波。脉 冲个数的增加会增加高次谐波的幅值，但高次谐 波容易滤除。因此，利用脉宽调制技术，可以降 低或消除网侧电流的低次谐波，提高网侧的功率 因数。改变脉冲宽度可以改变输出电压的大小。140利用PWM所获得脉冲宽度是等宽的，容 易实现，但网侧电流谐波含量仍然很大， 利用SPWM调制所获得的脉冲宽度是不等宽 的，其宽度变化符合正弦函数的变换规律， 网侧电流的基波分量与电源电压同相，位 移因数等于1，明显改善了网侧功率因数， 同时还能使网侧电流中的谐波得到有效的 抑制或消除。141有源功率因数校正器 ? 基本思想：放弃传统的相控整流方案， 代之以高频调制原理，通过适当的控 制策略，使网侧电流近似为正弦。这 就是新一代整流电路（高功率因数变 流器）所依据的工作原理。142? 在不控整流器和负载之间接入一个DC－DC开关变 换器，应用电流反馈技术，使输入端电流 i波形 跟踪交流输入正弦电压波形，可以使i接近正弦。 在该方案中，由于输入电流被校正成与输入电压 同相位的正弦波，因而功率因数可以提高到近似 为1.0，输入端THD（电流谐波总畸变率）小于5%， 而且具有稳定的直流输出电压。有源功率因数控 制器由集成电流控制器与乘法器组成。它的主要 优点是：可得较高的功率因数(0.97―0.99)，甚 至接近1；可在较宽的输入电压范围（如90― 264VAC）和宽频带下工作；体积、重量小；输出 电压可保持恒定。主要缺点是：电路复杂；成本 高；效率会有所降低。目前，这种功率因数控制 器已开始广泛应用于新型开关电源中。 1433.6 大功率可控整流电路3.6.1 带平衡电抗器的双反星 形可控整流电路 3.6.2 多重化整流电路1443.6 大功率可控整流电路? 引言■在相控整流电路中如果要实现采用相同器件达到 更大的功率，并且减少交流侧输入电流的谐波或 提高功率因数，从而减小对供电电网的干扰，就 必须采用多重化整流电路。而在电解电镀等工业 应用中，经常需要低压大电流的可调直流电源。 如果采用三相桥式电路，整流器件的数量很多， 由于管压降损耗，降低了效率。在这种情况下， 可采用带平衡电抗器的双反星形相控整流电路。 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点 ◆适用于低电压、大电流的场合。145■多重化整流电路的特点： ◆在采用相同器件时可达到更大的功率。 ◆可减少交流侧输入电流的谐波或提高功 率因数，从而减小对供电电网的干扰。1463.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路■电路分析 ◆电路结构的特点 二次侧为两组匝数相同极性相 反的绕阻，分别接成两组三相半波 电路。 二次侧两绕组的极性相反可消 除铁芯的直流磁化，如图3-38，虽 然两组相电流的瞬时值不同，但是 平均电流相等而绕组的极性相反， 所以直流安匝互相抵消。 平衡电抗器保证两组三相半波 整流电路能同时导电。 与三相桥式电路相比，双反星 形电路的输出电流可大一倍。图3-37 带平衡电抗器的 双反星形可控整流电路147带平衡电抗器的双反星形相控整流电路波形分析ua1ub1uc1ua1uc2ua2ub2uc21483.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路◆平衡电抗器 接平衡电抗器的原因 两个直流电源并联运行时，只有当电压平均值和瞬时值均相等 时， 才能使负载均流，在双反星形电路中，两组整流电压平均值相等，但 瞬时值不等。 两个星形的中点n1和n2间的电压等于ud1和ud2之差，该电压加在Lp 上，产生电流ip，它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为 环流或平衡电流。 为了使两组电流尽可能平均分配，一般使Lp值足够大，以便限制 环流在负载额定电流的1%～2%以内。 双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为六相半波整流电路。 六相半波整流电路中，只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断， 每管最大导通角为60? ，平均电流为Id/6；当a=0?时，Ud为1.35U2，比 三相半波时的1.17U2略大些；因晶闸管导电时间短，变压器利用率低， 极少采用。1493.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路平衡电抗器的工作原理分析 平衡电抗器Lp承担了n1、n2 间的电位差，它补偿了ub'和 ua的电动势差，使得ub'和ua两 相的晶闸管能同时导电。 wt1时， ub'&ua，VT6导通， 此电流在流经LP时，LP上要 感应一电动势up，其方向是要 阻止电流增大。可导出Lp两端 电压、整流输出电压的数学 表达式如下：u d1 ,u d2 u b ua u 'c u ua' uc u 'b ' b a)wt1时刻 b)O wt1up O60°wtwt360°图3-39 平衡电抗器作用下输出电压的 波形和平衡电抗器上电压的波形u p ? ud 2 ? ud 11 1 1 ud ? ud 2 ? u p ? ud1 ? u p ? (ud1 ? ud 2 ) 2 2 2(3-97)(3-98)图3-40 平衡电抗器作用下两 个晶闸管同时导电的情况1503.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路虽然ud1&ud2，但由于Lp的平衡作用，u d1 ,u d2 u b' ua u c' u b ua' uc u 'b 使得晶闸管VT6和VT1同时导通。 时间推迟至ub'与ua的交点时，ub' a) wt O wt1 =ua，up=0。 之后ub'&ua，则流经b'相的电流要减 60° up 小，但Lp有阻止此电流减小的作用， up的极性反向，Lp仍起平衡的作用， b) O wt 360° 使VT6继续导电。 直到uc'& ub'，电流才从VT6换至 图3-39 平衡电抗器作用下输出电压的 波形和平衡电抗器上电压的波形 VT2，此时VT1、VT2同时导电。 每一组中的每一个晶闸管仍按三相 半波的导电规律而各轮流导电。 平衡电抗器中点作为整流电压输出 的负端，其输出的整流电压瞬时值为 两组三相半波整流电压瞬时值的平均 图3-40 平衡电抗器作用下两 值。个晶闸管同时导电的情况 1513.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路■谐波分析 ◆将图3-38中ud1和ud2的波形用傅氏级数展开，可得当a=0?时的ud1、ud2，即ud 1 ?ud 2 ? ?3 6U 2 1 2 1 [1 ? cos 3wt ? cos 6wt ? cos 9wt ? ? ? ?] 2p 4 35 40(3-99)3 6U 2 1 2 1 [1 ? cos 3(wt ? 60?) ? cos 6(wt ? 60?) ? cos 9(wt ? 60?) ? ? ? ?] 2p 4 35 40(3-100)3 6U 2 1 2 1 [1 ? cos 3wt ? cos 6wt cos 9wt ? ? ? ?] 2p 4 35 40 由式（3-97）和（3-98）可得up ?3 6U 2 1 1 [? cos 3wt ? cos 9wt ? ? ? ?] 2p 2 20 3 6U 2 2 ud ? [1 ? cos 6wt ? ? ? ?] 2p 35(3-101)(3-102)◆负载电压ud中的谐波分量比直流分量要小得多，而且最低次谐波为六次谐 波。 ◆直流平均电压为U d 0 ? 3 6U 2 (2p ) ? 1.17U 2152ud 03 6U 2 ? ? 1.17U 2 2pu P max2 ? 2U 2 ? 2U 2 sin 30? ? U2 2因为最大的环流为Id / 2，而环流实际上就是平衡电抗器的励磁电流， 因此平衡电抗器的电感量亦可从规定的最小负载电流Idmin估算出。X B ? 3wLB ?U P max 2U 2 ? 1 I d min I d min 2U d ? 1.17U 2 cosa2U 2 LP ?? 3wI d minIVT ? I 2 ?1 1 2p 1 2 ( Id ) ? ? I d ? 0.289 I d 2p 2 3 2 31533.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路ub ub ua uc ■a=30?、a=60?和a=90?时输出 电压的波形分析 ◆当需要分析各种控制角时的 O 输出波形时，可根据式（3-98） a ? 60。 u ' ' ub ub ua' uc ud c 先求出两组三相半波电路的ud1和 ud2波形，然后做出波形 (ud1+ud2)/2。 O ◆输出电压波形与三相半波电 ud a ? 90。 uc' ub ua' uc ub' 路比较，脉动程度减小了，脉动 频率加大一倍，f=300Hz。 ◆在电感负载情况下，移相范 O 围是90?。 ◆在电阻负载情况下，移相范 围为120?。 图3-41 当a =30?、60?、90?时，双 反星形电路的输出电压波形 ◆整流电压平均值为Ud=1.17 U2cosa' '。 ud a ? 30 u u ' a cwtwtwt1543.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路■将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出 以下结论： ◆三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两 组三相半波并联，且后者需用平衡电抗器。◆当U2相等时，双反星形的Ud是三相桥的1/2，而 Id是单相桥的2倍。 ◆两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配 关系一样，ud和id的波形形状一样。155带平衡电抗器的双反星形整流电路有以下特点： ①两组三相半波电路双反星形并联工作，得到的整流电压 波形与六相整流的波形相同，整流电压的脉动情况比三相 半波时小得多。 ②同时有两相导电，变压器磁路平衡，不存在直流磁化问 题。 ③与六相半波电路相比，变压器二次绕组的利用率提高了 一倍，所以变压器的设备容量比六相半波整流时小。 ④每一整流器件承担负载电流的50%，整流器件流过电流 的有效值，电感性负载时为0.289Id，所以与其它整流电路 相比，提高了整流器件承受负载的能力。1563.6.2 多重化整流电路■可采用多重化整流电路减轻整流装 置所产生的谐波、无功功率等对电网 的干扰，将几个整流电路多重联结可 以减少交流侧输入电流谐波，而对晶 闸管多重整流电路采用顺序控制的方 法可提高功率因数。 ■移相多重联结 ◆有并联多重联结和串联多重联结。 ◆可减少输入电流谐波，减小输出 电压中的谐波并提高纹波频率，因而 可减小平波电抗器。 ◆使用平衡电抗器来平衡2组整流 器的电流。 ◆图3-42的电路是2个三相桥并联而 成的12脉波整流电路。图3-42 并联多重联结 的12脉波整流电路 1573.6.2 多重化整流电路星形 接法三角形 接法 图3-43 移相30?串联2重联结电路◆移相30?构成的串联2重联结电路 整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差30?、 大小相等的两组电压，接到相互串联的2组整流桥。 因绕组接法不同，变压器一次绕组和两组二次绕组的匝比如图所 示，为1:1: 3。 该电路为12脉波整流电路。1583.6.2 多重化整流电路对图3-44波形iA进行傅里叶分析，可得其基波幅值Im1和n次谐波幅值Imn 分别如下：I m1 ?I mn ?4 3pId(单桥时为2 3pId )(3-103) (3-104)14 3 Id n pn ? 12k ? 1, k ? 1,2,3,?即输入电流谐波次数为12k±1，其幅值与次数成反比而降低。 其他特性如下： √直流输出电压Ud ?√位移因数 √功率因数6 6U 2p1cos acos?? cosa （单桥时相同）? ? ? cos? 1 ? 0.9886 cosa1593.6.2 多重化整流电路◆利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20?，可将三组桥构成串联3重联 结电路 整流变压器采用星形三角形组合无法移相20?，需采用曲折接法。 整流电压ud在每个电源周期内脉动18次，故此电路为18脉波整流电路。 交流侧输入电流谐波更少，为18k±1次（k=1, 2, 3…），ud的脉动也更小。 输入位移因数和功率因数分别为： cos?1=cosa ?=0.9949cosa◆将整流变压器的二次绕组移相15?，可构成串联4重联结电路 为24脉波整流电路。 其交流侧输入电流谐波次为24k±1，k=1，2，3…。 输入位移因数功率因数分别为： cos?1=cosa ?=0.9971cosa ◆采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波大幅减小， 从而也可以在一定程度上提高功率因数。1603.6.2 多重化整流电路■多重联结电路的顺序控制 ◆只对一个桥的a角进行控制，其余各桥 的工作状态则根据需要输出的整流电压而定， 或者不工作而使该桥输出直流电压为零，或 者a =0而使该桥输出电压最大。 ◆根据所需总直流输出电压从低到高的变 化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称 为顺序控制。 u ◆以用于电气机车的3重晶闸管整流桥顺 O 序控制为例 当需要输出的直流电压低于三分之一最 i 高电压时，只对第I组桥的a角进行控制，同 时VT23、VT24、VT33、VT34保持导通，这 样第II、III组桥的直流输出电压就为零。a)dap + a b) Id2 Idc)图3-45 单相串联3重联结电路 及顺序控制时的波形 1613.6.2 多重化整流电路当需要输出的直流电压达到三分之一最高电压时，第I组桥 的a角为0?。 需要输出电压为三分之一到三分之二最高电压时，第I组桥 的a角固定为0?， VT33和VT34维持导通，仅对第II组桥的a 角进行控制。 需要输出电压为三分之二最高电压以上时，第I、II组桥的a 角固定为0?，仅对第III组桥的a角进行控制。udOap + a b)i 2 IdIda）c)图3-45 单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形1623.6.2 多重化整流电路◆使直流输出电压波形不含负的部分，可采 取如下控制方法 以第I组桥为例，当电压相位为a时，触发 VT11、VT14使其导通并流过直流电流。 在电压相位为p时，触发VT13，则VT11关 断，通过VT13、VT14续流，桥的输出电压为 零而不出现负的部分。 电压相位为p+a时，触发VT12，则VT14关 断，由VT12、VT13导通而输出直流电压。 电压相位为2p时，触发VT11，则VT13关断， 由VT11和VT12续流，桥的输出电压为零。 ◆顺序控制的电流波形中，正（或负）半周 期内前后四分之一周期波形不对称，因此含 有一定的偶次谐波，但其基波分量比电压的 滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的 功率因数。图3-45 a)单相串联3重联结电路1633.7 整流电路的有源逆变工作状态3.7.1 逆变的概念3.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 3.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制1643.7.1 逆变的概念1) 什么是逆变？逆变（Invertion）――把直流电转变成交流电，整流 的逆过程。 逆变电路――把直流电逆变成交流电的电路。 有源逆变电路― 交流侧和电网连结。应用：直流可逆调速系统、交流绕线转子异步电动机串级 调速以及高压直流输电等。无源逆变电路― 变流电路的交流侧不与电网联接，而直接接负 载，将在第4章介绍。对于可控整流电路，满足一定条件就可工作于有源逆 变，其电路形式未变，只是电路工作条件转变。既工 作在整流状态又工作在逆变状态，称为变流电路。 1653.7.1 逆变的概念（续）2) 直流发电机―电动机系统电能的流转电路过程分析两个电动势同极性相接时，电流总是从电动势高的流向低的，回路 电阻小，可在两个电动势间交换很大的功率。图3-44 直流发电机―电动机之间电能的流转 a）两电动势同极性EG &EM b）两电动势同极性EM &EG c）两电动势反极性，形成短路1663.7.1 逆变的概念（续）3) 逆变产生的条件单相全波电路代替上述发电机交 流 电 网 输 出 电 功 率udau10u20u10 U d&EMudu10u20u10O id=iVT +iVT1wtO id O b)wtUd&EMid O2aiVT2id=iVT +iVT1iVT1iVT2iVTId21iVTwt1iVTId2wta)图3-45 单相全波电路的整流和逆变电 动 机 输 出 电 功 率167整流电路的有源逆变工作状态有源逆变的工作原理全波整流电路的整流工作状态168当控制角α在0～90°范围内变化时，直流侧输出电压Ud&0。整流器输出功率，电 动机吸收功率，此时电动机处于电动工作状态，电流值为：Ud ? E Id ? R全波整流电路的逆变工作状态Id ?E ? Ud R169在逆变工作状态下，虽然控制角α在90～180°范围内变化，晶闸管的阳极 电位大部分处于交流电压的负半周，但由于有外接直流电动势E的存在，晶 闸管仍然承受正向压降导通。可以归纳出有源逆变的条件为： ① 要有直流电动势源，其极性必须与晶闸管的导通方向一致，其值应稍大 于变流器直流侧的平均电压。 ② 变流器直流侧电压平均值必须小于零，即：Ud&0，为此控制角α应大于 90°。 由于半控桥或有续流二极管的整流电路不能输出负值电压，因而不允许直 流侧出现负极性的电动势，所以不能实现有源逆变。欲实现有源逆变，只能采用全控电路。170三相半波有源逆变电路逆变器逆变工作时，直流侧电 压计算公式和整流时一样U d ? 1.17U 2 cosaua ub uc ua引入逆变角β，令α=π-β，则：U d ? ?1.17U 2 cos ?逆变角为β的触发脉冲位置是从α=π的时刻左移β角来确定1713.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态逆变和整流的区别：控制角 a 不同0&a &p /2 时，电路工作在整流状态。p /2& a & p时，电路工作在逆变状态。可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数 计算等各项问题。把a & p /2时的控制角用p? a = ?表示，? 称为逆变角。 逆变角?和控制角a的计量方向相反，其大小自? =0的 起始点向左方计量。172173?三相系统晶闸管的触发控制：（1）三相全控桥晶闸管整流和有源逆变电路。图中6个晶闸管依序触发 导通。如果要求控制角为，则应从自然换相点1滞后角处即时发出脉冲 信号触发T1，此后每过60°发出下一个脉冲，即依序触发T1、T2、T3、 T4、T5、T6。T1、T3、T5的触发脉冲相差，T2、T4、T6的触发脉冲 互差120°； （2）为了保证整流桥开始工作时共阴极组和共阳极组各有一晶闸管导电 形成电流回路，或者在电流断流后能再次形成电流通道回路，必须使两 组中（正组T1、T3、T5和反组T4、T6、T2）应导通的那两个晶闸管同 时有触发脉冲； （3）可以采取两种办法：一种是使每个触发脉冲的宽度大于（一般取 80°～100°），即宽脉冲触发，当触发某一晶闸管时，前一个被触发 （导通）的晶闸管还有触发脉冲确保能形成电流回路；另一种是在触发 某一晶闸管的同时给前一号晶闸管补发一个触发脉冲，相当于用两个窄 脉冲替代一个宽度大于60°的宽脉冲，称为双脉冲触发。这两种触发方 式均示于图。图中1～6为脉冲序号，1’～6’为补发的脉冲序号。通常多 采用双脉冲触发； （4）对于大于60°（例如80°～100°）的宽脉冲触发，也可以用一组 高频方波脉冲列触发信号代替一个脉宽大于60°的宽脉冲触发电流； 1743.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态三相桥式电路工作于有源逆变状态，不同逆变角时的 输出电压波形及晶闸管两端电压波形如图3-46所示。u2 ua ub uc ua ub uc ua ub uc ua ubOwt ?=p3?=p4 u cb uab u ac u bc u ba u ca?=p6 u cb u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac u bcu d u ab u ac u bc u ba u caw t1 w t2 w t3Owt?=p3?=p4?=p6图3-46 三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形175U d ? 2.34U 2 cosa ? ?2.34U 2 cos ?U d ? 1.35U 2 L cosa ? ?1.35U 2 L cos ?输出直流电流的平均值 输出电流有效值Id ?U d ? EM RI ? [I ? I ]2 d1 2 2 RIR ??? I ?1 2 2 n流过晶闸管电流的有效值IVT ?I ? 0.577 I 3从交流侧送到直流侧负载的有功功率为Pd ? RI 2 ? EM I d 当逆变工作时，由于EM为负值，故Pd一般为负值， 表示功率由直流电源输送到交流电源。176变压器二次侧线电流有效值为 三相电源视在功率 逆变器功率因数I 2 ? 2 IVT ?2 I ? 0.816 I 3S ? 3U 2 L I 2 ? 2U 2 L IPF ? Pd S逆变失败与最小逆变角的限制逆变运行时，一旦发生换相失败，外接的直流电源就会通过晶闸管电路形 成短路，或者使变流器输出的平均电压和直流电动势变成顺向串联，由于 逆变电路内阻很小，形成极大的短路电流。这种情况称为逆变失败，或称 为逆变颠覆。1773.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制逆变失败（逆变颠覆）逆变时，一旦换相失败，外接直流电源就会通过晶闸 管电路短路，或使变流器的输出平均电压和直流电动势变 成顺向串联，形成很大短路电流。1) 逆变失败的原因触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分 配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正 常换相。晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通。交流电源缺相或突然消失。 换相的裕量角不足，引起换相失败。1783.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制换相重叠角的影响：当? &g 时，换相结束时，晶 闸管能承受反压而关断。ud ua ub uc ua ubOpwt ? &g wtaid O i VT2? g ? &g3? gi VT2i VTi VT1i VT3图3-47 交流侧电抗对逆变换相过程的影响 如果? &g 时（从图2-47右下角的波形中可清楚地看到），该通的晶闸 管（VT2）会关断，而应关断的晶闸管（VT1)不能关断，最终导致逆 变失败。 1792.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制2) 确定最小逆变角?min的依据逆变时允许采用的最小逆变角? 应等于?min=? +g+q′（3-109）? ――晶闸管的关断时间tq折合的电角度tq大的可达200~300ms，折算到电角度约4?~5?。g ―― 换相重叠角随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。q′――安全裕量角主要针对脉冲不对称程度（一般可达5?），值约取为10?。1803.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制g ―― 换相重叠角的确定：1) 查阅有关手册 举例如下：整流电压 整流电流 变压器容量 短路电压比Uk% 220V 800A 240kV。A 5%g15?~20?2) 参照整流时g 的计算方法cosa ? cos( ? g ) ? a Id X B 2U 2 sinpm（3-110）根据逆变工作时 a ? p ? ? ，并设 ? ? g ，上式可改写成cosg ? 1 ? Id X B 2U 2 s inpm（3-111）这样， ?min一般取30?~35?。1813.8整流电路相位控制的实现3.8.1 同步信号为锯齿波的触发电路3.8.2 集成触发器 3.8.3 触发电路的定相1823.8 整流电路相位控制的实现 ? 引言 相控电路：晶闸管可控整流电路，通过控制触发角a的大小即控制触发 脉冲起始相位来控制输出电压大小。 采用晶闸管相控方式时的交流电力变换电路和交交变频电路。相控电路的驱动控制为保证相控电路正常工作，重要的是应保证按触发角a的大小 在正确的时刻向电路中的晶闸管施加有效的触发脉冲。 晶闸管相控电路，习惯称为触发电路。大、中功率的变流器广泛应用的是晶体管触发电路， 其中以同步信号为锯齿波的触发电路应用最多。183? ? ? ? ?晶闸管变流装置主电路对门极触发电路的一般要 求主要有： 触发脉冲应有足够的功率，触发脉冲的电压和电 流应大于晶闸管要求的数值，并留有一定的裕量。 触发脉冲的相位应能在规定的范围内移动。 触发脉冲与晶闸管主电路电源必须同步，两者频 率应该相同，而且要有固定的相位关系，使每一 周期都能在同样的相位上触发。 触发脉冲的波形要符合要求，例如对感性负载， 脉冲的宽度要宽一些，一般达到50Hz的18°。对 于多个晶闸管串、并联运行时，为改善均压和均 流，脉冲的前沿陡度希望大于1A／μs。184同步信号为锯齿波的触发电路+E1-E1185１．脉冲的形成与放大环节当控制电压uco =0时，T4截止。+E1电 源通过R11供给T5一个足够大的基极电 流，使T5饱和导通，所以T5的集电极电 压uc5接近于-E1，T7、T8处于截止状态， 无脉冲输出。另外，+E1电源的经R9、 T5发射结到-E1，对电容C3充电，充满 后电容两端电压接近2E1当控制电压uco =0.7V时，T4导通，A点电位由+E1迅速降低至1.0左右，由于电容C3 两端电压不能突变，所以T5基极电位迅速降至约-2E1，由于T5发射结反向偏置，T5 立即截止。它的集电极电压由-E1迅速上升到+2.1V（D6、T7、T8三个PN结正向电压 之和），于是T7、T8导通，输出触发脉冲。同时，电容C3经