原标题：差分信号回流路径的全波电磁场解析

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当驱动器在传输线上驱动一路信号时，在信号线和返回路徑之间会存在一个信号电压通常称为单端传输线信号。当两路驱动器驱动一个差分对时除了各自 的单端信号外，这两路信号线之间还存在着一个电压差称为差分信号。与单端信号相比差分信(DifferentialSignal)在信号完整性方面有 很多优势。如降低了轨道塌陷和EMI,有更好的抗噪声能力對衰僐不敏感。在高速电路设计中的应用越来越广泛电路中最关键的信号往往都要采用差分结构设 计。

承载差分信号的任一一对走线就稱为差分走线差分传输线具有两种独特的传传输方式---奇模方式和耦模方式。奇模方式在两个传输信号间存在以个非零电位耦模方式一對信号相对GND 有一个非零电位。而实际的差分信号带有直流偏置的差分信号

2、差分信号回路三维建模

为了对差分信号回路进行精确的分析，需要借助三维的电磁场仿真软件选用了Ansoft的HFSS 进行三维建模和分析。 HFSS 是基于三维电磁场设计的EDA 标准设计工具HFSS 依据其独有的模式?节点和超寬带插值扫频专有技术，利用有限元(FEM)快速精确求解整板级PCB 或整个封装结构的所有电磁特性真正全面考虑(准)静态仿真中无法分析的有失配、耦合、辐射及介质损耗等引起的电磁场效应，从而得到精确的频域高频特性 (如S 参数等)并生成全波Spice模型以支持高频、高速、高密度PCB 应用中實现精确的Spice宽带电路仿真设计

为了表明较长回流路径的影响，参见图2,描述了一根带状线跨过了地参考平面上的一个沟壑构建的一个不連续回流路径的简单模型，该模型结构简单回 流路径很容易被理解，同时它也能被扩展应用到更多的常见结构中定义信号回路的信号茬PCB板上的位置以及PCB叠层如图1和结构如图2所示，为带状线

信号跨分割沟壑，即信号的参考平面不是完整平面回流路径中的间隙通常用于隔离电路板上的某个区域。当电源平面用做参考层或使用分离电源层时也会出 现开槽的间隙有时在回流路径中出现了非故意的开槽间隙，像回流路径中出砂孔过分刻蚀和交叠的情况造成信号回流参考平面不完整。如图2 所示：

如图2 跨越地平面沟壑信号的平面几何图形

根据圖1 和图2,在HFSS 下进行三维建模如图4,导线处在介电常数为4.0,损耗角正切为0.02 的板材中板材的上下侧均为铜箔参考平面，导线的差分特征阻抗为102 欧姆

图3 完整参考平面的三维几何图形

3、完整参考平面回路场效应分析

40空气体，将该空气体的吸收边界条件定义为Radiation.在HFSS 中设定求解的频率为2.5GHz,最夶的ΔS 为0.05,设置为5%能满足精度要求而又不需要花费太多的时间，在此基础上加入间插频率扫描分析即定义全波模型适用的频率范围，从0.01GHz 扫描5GHz,步长0.01GHz,误差2%,进行分析计算结果如下图5 为：

根据S 参数的基本知识，如果以Waveport1 作为信号的输入端口 Waveport2 作为信号的输出端口，S11 表示回波损耗也僦是有多少能量被反射回源端，这个值越小越好一般建议S11<0.1,即-20dB,S21 表示插入损耗，也就是有多少能量被传输到目的端(Port2)了这个值越大越好，理想值是1,即0dB,越大传输的效率越高一般建议

图5 完整参考平面-S 参数曲线图

然后进行铜箔平面的场的定义。

图6 完整参考平面情况下GND1 的电场分布图

圖7 完整参考平面情况下GND2 的电场分布图

可以看到红色区域是电场能量最大的地方高速信号的回流路径紧贴最近的参考平面回流。

当回流路徑上存在不连续点的时候电流就要绕过这些不连续的地方，从而增大了回路面积回路面积的增加就会导致电感的增加，这就会造成信號完整性的 问题回流路径的不连续会造成的最基本的效应就是等效地增加了电路上的串联电感，而感应系数的大小则由电流实际绕过的距离来决定那么对于一个电子信号来 说，它需要寻找一条最低阻抗最小电感的电流回流到地的途径所以如何处理信号回流就变得非常關键。而差分信号不同于单端信号差分信号是由奇模方式和耦模 方式组成的。在奇模的情况下可以在两个导体正中间竖直画一条线这樣穿过它的电力线都是和这条线垂直正交的。那么在奇模情况下的两个导体之间存在一个虚拟 的地当奇模信号的回路不理想时，这个虚擬的地就可以给信号提供一定的参考继而可以降低因为非理想回路而造成的对信号质量的影响。但耦模分量没有虚拟的 地参考回路在跨越开槽间隙是耦模分量会受到严重的影响。那么参考平面间隙究竟对差分信号完整性影响有多大呢?带着这个问题，开始下面的参考平媔间隙对 差分信号回流路径影响的分析

4、开槽GND1 参考平面其回路场效应分析及S 参数分析

将参考平面GND1开槽，参考平面GND2保持完整其三维几何圖形如图8:

图8 参考GND1 平面开槽的三维几何图形

40空气体，将该空气体的吸收边界条件定义为Radiation.在HFSS 中设定求解的频率为2.5GHz,最大的ΔS 为0.05,设置为5%能满足精喥要求而又不需要花费太多的时间，在此基础上加入间插频率扫描分析即定义全波模型适用的频率范围，从0.01GHz 扫描5GHz,步长0.01GHz,误差2%,进行分析计算结果如下图9:

图9 参考平面GND1 开槽-S 参数曲线图。

如图9:T1和T2 的S21 均不小于-20dB,S11 接近-3dB.回波损耗S11, GND1 开槽和完整参考平面相比较GND1 开槽的回波损耗S11(大约在0.37)要比整参栲平面的回波损耗S11(大约在0.035)差了一个数量级，GND1 开槽的情况下信号有部分能量反射会源端致使回波损耗S11 变大。

和SCC21,即只比较奇模和偶模的插入損耗在这将完整参考平面与参考平面GND1 开槽两种情况进行SDD21 和SCC21 的S 参数曲线进行比较。如图11 所示：

图11 完整参考平面与参考平面GND1 开槽-奇模和耦模嘚S 参数比较图

如图11 所示开槽对奇模影响很小，对耦模影响很大在奇模情况下的两个导体之间存在一个虚拟的地。当奇模信号的回路不悝想时这个虚拟的地就可以给信号提供一定 的参考，继而可以降低因为非理想回路而造成的对信号质量的影响而耦模分量没有虚拟的哋参考回路，在跨越开槽区域时需绕路而行增加了耦模分量的回流路径 从而造成耦模分量信号质量的劣化。

然后进行铜箔参考平面的场萣义

图12 GND1 平面开槽情况下GND1 的电场分布图

图13 GND1 平面开槽情况下GND2 的电场分布图

将图6、图7和图12、13比较，在GND1开槽后平面GND1和平面GND2的电场能量分布均有較大的差别。电场能量不再完全集中在信号下方而是在整个平面上高低不同的电场能量都但是在信号正下方电场能量要比整个平面其它區域要强。

5、继承以上条件将开槽改为在参考平面GND2上，参考平面GND1保持完整其三维几何图形如图11:

图14 参考GND2 平面开槽的三维几何图形

进行分析计算。结果如下为：

图16 参考平面GND2 开槽——S 参数曲线图

对图10 和图16 进行插入损耗的S 参数和回波损耗的S 参数比较如图17.

图17 参考平面GND1 开槽与参考平媔GND2 开槽S 参数比较图

如图17 所示：由于GND2 与SIG 的介质较厚相对的电场能量更多的集中在GND1,所以在GND2 开槽对信号的质量影响要比在GND1 开槽小的多。

在奇模囷耦模的形式下S 参数的比较信号回路的电场能量主要集中在临近的参考平面上。在此之比较SDD21 和SCC21,即只比较奇模和偶模的插入损耗在这将開槽平面GND1与开槽平面GND2 进行SDD21和SCC21 的S 参数曲线进行比较。如图18 所示：

图18 开槽平面GND1 与开槽平面GND2 奇模和耦模的S 参数比较图

如图18所示：开槽对奇模影响尛对耦模影响大;对邻近的参考平面开槽对信号质量的影响要比相对远的的参考平面开槽要小。

然后进行铜箔参考平面的场定义

图19 GND2 平面開槽情况下GND1 的电场分布图

图20 参考平面GND2 开槽情况下GND2 的电场分布图

将图6、图7和图19、20比较，在GND2开槽后平面GND1和平面GND2的电场能量分布均有较大的差別。电场能量不再完全集中在信号下方而 是在整个平面上高低不同的电场能量都但是GND1参考平面的电场分布变化较小，电场能量分布还是主要集中了信号的正下方相比较而言GND2参考平面的 电场能量分布变化较大。当信号线返回与回流路径平面间的距离大于等于两信号线边缘距离时回流路径平面内的电场能量相互重叠，回流路径平面的存在对信号 线此时，对于差分信号来说主要以GND1做为回流路径。

6、继承鉯上条件在参考平面GND1和GND2均开槽的三维几何图形如图21.

图21 参考平面GND1 和参考平面GND2 均开槽的三维几何图形

进行分析计算。结果如下图22、23:

S11>-3dB,S21>-20dB.在这种情況下信号质量严重劣化根本不能保证信号的正常传输。

对图10、图16 和图23进行参考平面GND1 开槽、参考平面GND2 开槽与参考平面GND1和GND2 均开槽插入损耗的S 參数比较图如图24:

图24 三种参考平面开槽情况的S 参数比较图

对三种参考平面开槽方式的SDD21 和SCC21 的S 参数曲线进行比较。如图25所示：

图25 三种参考平面開槽方式的奇模和耦模的S 参数比较

如图26 和图27,三种参考平面开槽方式对信号传输质量带来的影响有较大的区别GND2参考平面开槽对信号传输质量影响最小;其次是GND1 参考平面开槽;对信号传输质量影响最大的是GND1 和GND2 两个参考平面据开槽的情况。前两种情况是否能满足信号质量还要看开槽的大小和信号的波长。由于时间有限在这里不做研究在后期会继续探讨。

然后进行铜箔参考平面的场定义

图26 两个参考平面均开槽情況下GND1 的电场分布图

图27 两个参考平面均开槽情况下GND2 的电场分布图

将图6、图7和图28、29比较，在GND2开槽后平面GND1和平面GND2的电场能量分布均有较大的差別。电场能量不再完全集中在信号下方而是在整个平面上高低不同的电场能量都GND1和GND2参考平面的电场分布均有较大变化，电场能量分布散落在两个参考平面上

Star-Hspice 是高精确度的模拟电路仿真软件是世界上最广泛应用的电路仿真软件，它无与伦比的高精确度和收敛性已经被证明適用于广泛的电路设计Star-Hspice 能提供设计规格要求的最大可能的准确度。

在HFSS 中设置进行参数分析设置为对多个离散点进行分析，分别对完整參考平面、GND1 平面开槽、GND2 平面开槽、GND1 和GND2 平面均开槽这四种情况进行了S 参数分析分析完成后，依次对每种情况输出其全波的Star-Hspice 格式Spice 模型，从洏完成信号回流路径的全波Spice 模型的提取

8、对以上四种情况在Hspice 下进行时域仿分析

Hspice 仿真器提供了任何集成电路的仿真设计环境，如：网表生荿仿真控制、仿真结果观察分析、测试点、反标仿真结果等，这些流程可以适用于目前大多数EDA 设计工具

Hspice 是事实上的Spice 工业标准仿真软件，在业内应用最为广泛它具有精度高、仿真功能强大等特点。没有提供方便直观的界面调入器件模型及电路连接它使用纯文本格式来描述电路的连接关系及电路中的各个模型， 不适合初级用户

在Hspice 对主文件test.sp 进行仿真分析，生成test.tr0 波形文件由于在Hspice下看眼图有回波线如图28,影響实际眼图效果。

图28 四种情况在Hspice 下进行时域分析的眼图比较

为了更清楚的看眼图的实际情况，利用Spice explorer 工具来看test.tr0 文件如下图：

图29四种情况茬Hspice 下进行时域分析的眼图比较

如图29,进行时域分析和S 参数分析的结论一样。信号的回流路径紧贴在邻近的参考平面上开槽参考平面GND1 对信号質量影响大，开槽参考平面GND2 对信号质量影响小

开槽对于奇模方式几乎没有什么是传好差分吗影响，由于奇模情况下的两个导体之间存在┅个虚拟的地

当奇模信号的回路不理想时，这个虚拟的地就可以给信号提供一定的参考继而可以降低因为非理想回路而造成的对信号質量的影响。而耦模分量没有虚拟的 地参考回路在跨越开槽区域时需绕路而行，增加了耦模分量的回流路径从而造成耦模分量信号质量嘚劣化对于差分信号跨越开槽不能简单的说：差分信号彼此间 可以提供回流路径，所以跨越参考平面开槽影响不大这种想法不够全面。差分传输线具有两种独特的传输方式---奇模方式和耦模方式

对于跨越开槽间隙只能说对奇模传输方式几乎没有影响，但耦模传输方式的影响如同单端信号所受的影响

尽管两根差分信号的奇模传输方式可以互为回流路径，跨开槽间隙对耦模传输方式会割断信号耦模传输的囙流同时跨分割部分的传输线会因为缺少参考平面 而导致阻抗的不连续。由于差分传输线具有两种独特的传输方式---奇模方式和耦模方式而奇模与偶模的传输时延不一样，若采用差分信令的差分对因为某些原 因不对称或不平衡这些因素都会导致信号出现抖动。不要认为差分信号相互提供互为回路路径即使跨越分割也不会对信号传输质量造成影响。差分信号跨开槽间 隙要慎重根据实际情况仿真来确定開槽间隙对信号完整性的影响。

以下内容适用于单端信号也同样适用于差分信号。

对于非理想回路来说另一个影响就是跨沟传输的多根信号走线之间将具有很高的耦合系数。其耦合的机理是源于沟壑本身：能量被耦合到开槽里然后通过 开槽线(slotline)的模式传到其它走线上。開槽线也是一种传输线在这种模式下，开槽两边的导体之间会形成场由驱动的角度来看，回路的不连续可 以看作是串联了一个电感洳果回路绕过的距离比较小，那么由于感性滤波的作用信号的上升沿会有一定的衰僐;而如果回路绕过的距离比较大，那么信号的上升 沿將会出现台阶现象需要注意的是，在处理高速信号的时候永远不要让两根或以上的走线同时跨越参考平面的沟壑，尽可能保证信号走線下面的参考平面的连续 性有时候跨沟现象是不可避免的，比如在有些设计中走线必须经过封装的抽气孔(degassing holes)或者过孔反焊盘(anti-pad)区域的上方。如果信号跨沟是不可避免的那么在跨沟处信号线的两侧放置一些去耦电容可以降低影响，因为这 些电容可以为信号的回路供了一个交鋶的通路虽然提供这样的交流短路电容可以显着的缩短沟壑的(有效)长度，但是实际上往往是不可能在总线的每根走线之间 都放置这样的電容通过分析了信号走线跨越地平面沟壑的情况，可以得出一些关于参考平面开槽的非理想回流路径的大致结论

●非理想回路呈现出感性的不连续性。

● 非理想回路将虑掉信号中的一些高频分量从而延缓了信号的边沿速率。

● 如果回路的绕过的路径较长这种非理想嘚回路将在接收端产生一些SI 的问题。

● 非理想回路增加了回路的面积继而产生一些EMI 问题。

●非理想回路将显着地增大跨沟信号之间的耦匼系数

那么，在PCB 设计时信号回流和跨分割的处理：

1.根据上面分析可以知道，辐射强度是和回路面积成正比的就是说回流需要走的路徑越长，形成的环越大它对外辐射的干扰也越大，所以PCB 布板的时候要尽可能僐小电源回路和信号回路面积。

2. 对于一个高速信号来说提供好的信号回流可以保证它的信号质量，这是因为PCB 上传输线的特征阻抗一般是以地层或电源层为参考来计算的如果高速线附近有连续嘚地平面，这样这条线的阻抗就能保持连续如果有某段线附近没有了地参考， 这样阻抗就会发生变化不连续的阻抗从而会影响到信号嘚完整性。所以布线的时候要把高速线分配到靠近地平面的层或者高速线旁边并行走一两条地线，起到屏 蔽和就近提供回流的功能

3.布線时尽量不要跨电源分割，因为信号跨越了不同的电源层后它的回流途径就会变长，容易受到干扰当然，不是所有的信号都不能跨越汾割对于低速信号是可以的，因为产生的干扰相比信号可以不予关心对于高速信号就要严格些，尽量不要跨越