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非正交频分复用在基于WiFi的无线局域网中的仿真研究（论文）
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移动信道与传播模型校正
移动信道属于无线信道,其既不同于传统的固定式有线信道,也与一般具有可移动性完成无线接入功能的无线信道有所区别,它是移动的动态信道。
移动信道是一个非常复杂的动态信道,取决于用户所在地环境条件的客观存在,其信道参数是时变的。影响移动信道传输特性的因素有很多,其中最主要的是电波传播环境。在不同频段下的电波传播,受到传播环境的影响,包括地形地貌、建筑物、街道走向、树木、气候、电磁干扰、移动台运动速度等。
利用这类复杂的移动信道进行通信,首先必须分析和掌握信道的基本特点和实质,才能针对具体情况给出相应的技术解决方案。然而针对移动信道的特点,目前无法建立一个固定的函数或表达式来准确衡量其特性。因此,只能在统计意义上,根据移动信道的传播特性和电波传播方式进行建模,采用统计理论对信道进行表征。传播模型正是国内外的研究人员在理论研究和实践基础上,采用统计理论提出的一种专门用于对无线传播环境进行计算和模拟的工具。
本章将简要介绍移动通信的无线电波传播特性,归纳总结移动信道特征,描述传播模型的基本理论及其在网络规划中的重要作用,并详细介绍传播模型校正的基本理论。
3.1无线电波传播特性
3.1.1自由空间电波传播
自由空间是指一种充满均匀、各向同性的理想介质的无限大的空间。自由空间传播则是指电磁波在该种环境中的传播,这是一种理想的传播条件。当电磁波在自由空间中进行传播时,其能量没有介质损耗,也不会发生反射、绕射或散射等现象,只有能量进行球面扩散时所引起的损耗。
在实际情况中,只要地面上空的大气层是各向同性的均匀介质,其相对介电常数和相对磁导率都等于1,发射
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电​磁​波​是​电​场​强​度​矢​量​ ​E​ ​和​磁​场​强​度​矢​量​ ​H​ ​的​振​动​产​生​交​变​电​磁​场​在​空​间​的​传​播​。​在​电​磁​波​中​,​每​一​点​的​电​场​强​度​矢​量​ ​E​ ​和​磁​场​强​度​矢​量​ ​H​的​方​向​总​是​互​相​垂​直​的​,​并​且​还​与​那​里​的​电​磁​波​的​传​播​方​向​垂​直​。​这​就​是​说​,​电​磁​波​传​播​的​方​向​跟​电​场​和​磁​场​构​成​的​平​面​垂​直​.
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你可能喜欢第三章移动信道与传播模型校正移动信道属于无线信道， 其既不同于传统的固定式有线信道， 也与一般具有可移动性完 成无线接入功能的无线信道有所区别，它是移动的动态信道。 移动信道是一个非常复杂的动态信道， 取决于用户所在地环境条件的客观存在， 其信道 参数是时变的。影响移动信道传输特性的因素有很多，其中最主要的是电波传播环境。在不 同频段下的电波传
播，受到传播环境的影响，包括地形地貌、建筑物、街道走向、树木、气 候、电磁干扰、移动台运动速度等。 利用这类复杂的移动信道进行通信， 首先必须分析和掌握信道的基本特点和实质， 才能 针对具体情况给出相应的技术解决方案。 然而针对移动信道的特点， 目前无法建立一个固定 的函数或表达式来准确衡量其特性。因此，只能在统计意义上，根据移动信道的传播特性和 电波传播方式进行建模， 采用统计理论对信道进行表征。 传播模型正是国内外的研究人员在 理论研究和实践基础上， 采用统计理论提出的一种专门用于对无线传播环境进行计算和模拟 的工具。 本章将简要介绍移动通信的无线电波传播特性， 归纳总结移动信道特征， 描述传播模型 的基本理论及其在网络规划中的重要作用，并详细介绍传播模型校正的基本理论。3.1 无线电波传播特性3.1.1 自由空间电波传播自由空间是指一种充满均匀、 各向同性的理想介质的无限大的空间。 自由空间传播则是 指电磁波在该种环境中的传播， 这是一种理想的传播条件。 当电磁波在自由空间中进行传播 时，其能量没有介质损耗，也不会发生反射、绕射或散射等现象，只有能量进行球面扩散时 所引起的损耗。 在实际情况中，只要地面上空的大气层是各向同性的均匀介质，其相对介电常数 ε r 和 相对磁导率 ?r 都等于 1，发射点与接收点之间没有障碍物的阻挡，并且到达接收天线的地 面反射信号的强度可以忽略，在这种情况下，电波可视为在自由空间传播。 根据电磁场与电磁波理论，在自由空间中，若发射点采用全向天线，且发射天线和接收 天线增益分别为 GT 、 GR （单位：dB） ，则距离发射点 d 处的接收点的单位面积电波功率密 度 S 为：S = E0 × H 0 =30 PTGTGR 30 PTGTGR PTGT GR ? = d 120πd 4πd 2（3-1）式中， S 为接收点电波功率密度，单位为 W / m ； E0 为接收点的电场强度，单位为2V/m； H 0 为接收点的磁场强度，单位为 A/m； PT 为发射点的发射功率，单位为 W； d 为接 收点到发射点之间的距离，单位为 m。 根据天线理论，可得接收点的电波功率为? c ? P G G λ2 ? λ ? PR = SAR = T T 2 R = PT GT GR ? ? ? = PT GT GR ? 4πd 4π ? 4πd ? ? 4πfd ?22（3-2）式中， PR 为接收点的电波功率，单位为 W； AR 为接收天线的有效面积，单位为 m 2 ；λ 为电磁波波长，单位为 m；其他变量的意义同式（3-1） 。由式（3-2）不难看出，接收点的电波功率与电波工作频率 f 的平方成反比、与收发天 线间距离 d 的平方成反比，与发送点的电波功率 P 成正比。 T 自由空间的传播损耗 L 定义为有效发射功率和接收功率的比值，可表示为L = 10 log其中， L 的单位为 dB。PT PR（3-3）当 GT 、 GR 均为 1 时，将式（3-2）带入式（3-3）可得L = 10 lg或者PT 4πd 4πfd ? 4πd ? = 10 lg ? = 20 lg ? = 20 lg PR λ c ? λ ?L = 32.45 + 20 lg d + 20 lg f2（3-4）（3-5）式（3-4）中， d 的单位为 m， f 的单位为 Hz；式（3-5）中， d 的单位为 km， f 的单 位为 MHz。 由式（3-4）和式（3-5）可知，自由空间的传播损耗仅与传播距离 d 和工作频率 f 有关， 并且与 d 及 f 2 均成正比；并且当 d 或 f 增加一倍时， L 增加 6dB。23.1.2 电波传播机理移动通信信道中电磁波的传播机理是多种多样的，但总体上可以归结为四类：直射、反 射、绕射和散射。 （1）直射 直射波是指在视距范围内无遮挡的传播， 也即上面所讲述的自由空间电波传播。 它是超 短波和微波的主要传播方式。 由于直射波是无遮挡的传播， 因此该方式传播的信号强度最强。 （2）反射电磁波在传播过程中如果遇到比波长大得多的障碍物时， 就会发生反射， 如图 3-1 所示。 地球表面和建筑物表面都可以反射电磁波。图 3-1反射波与直射波通常，在考虑地面对电波的反射时，按平面波进行处理，即电波在反射点的反射角等于 它定义为反射波场强与入射波场强的比 入射角。 不同界面的反射特性可用反射系数 Γ 表示， 值，其表达式为Γ = Γ e ? j?（3-6）式中， Γ 为反射波场强与入射波场强的振幅比， ? 为反射波相对于入射波的相移。 在图 3-1 中， 由发射天线 T 发出的电磁波分别经直射波 TR 和反射波 TOR 到达接收天线 R ，由于两者之间的传播路径不同，从而会在接收天线 R 处产生附加相移。直射波与反射 波之间的路径差为?d = a + b ? c =( d1 + d 2 ) + ( hT + hR )22?( d1 + d 2 ) + ( hT ? hR )222 2? ? ? hT + hR ? ? hT ? hR ? ? = d ? 1+ ? ? ? 1+ ? ? ? ? d ? ? d ? ? ? ?（3-7）式中， d = d1 + d 2 。 在实际一般情况下， d && hT + hR ，则式（3-7）根据二项式定理可以展开为（只取展 开式的前两项）1 ? hT + hR ? ? h + hR ? 1+ ? T ? ≈ 1+ ? ? 2? d ? ? d ?22（3-8）将式（3-8）带入式（3-7）并化简可得?d =因此，由路径差 ?d 引起的附加相移2hT hR d?d（3-9）?? =式中，2πλ（3-10）2πλ为传播相移常数。由此经直射波和反射波叠加后的接收场强为E = E0 (1 + Γe ? j?? ) = E0 1 + Γ e(? j (φ +?? ))（3-11）由式（3-11）可得，接收场强随反射系数以及路径差的变化而变化，有时会同相相加， 有时会反向抵消，这就造成了合成波的衰落现象。 Γ 越接近 1，衰落就越严重。因此，在 移动通信中，在选择基站站址时应力求减弱地面的反射效应。 （3）绕射 移动信道中，电磁波在传播时，如果遇到的障碍物有比较尖锐的断面，那么电磁波还会 发生衍射。由于衍射，电磁波会越过障碍物到达接收天线，即便在收发天线之间没有视线路 径存在，接收天线仍然可以接收到电磁信号。这是因为，电磁波在障碍物的表面产生了二次 波， 其效果仿佛电磁波绕过了障碍物； 障碍物前方的各点可以作为新的波源产生球面波次级 波，次级波在障碍物的后方形成了绕射场强，从而向后逐级传播。 在移动信道中（频率较高） ，衍射的物理性质取决于障碍物的几何形状、衍射点电磁波 的振幅、相位以及极化状态。通常当障碍物大小与波长处于同一数量级时发生衍射，在该种 情况下所引起的损耗称为绕射损耗。 设障碍物与发射点和接收点的相对位置如图 3-2 所示。图中， x 表示障碍物顶点 P 到直 射波 TR 的距离，称之为菲涅尔余隙。当障碍物阻挡直射波时， x & 0 ；当障碍物未阻挡直 射波时， x & 0 。（a）负余隙图 3-2 障碍物与余隙（b）正余隙由障碍物引起的绕射损耗与菲涅尔余隙的关系如图 3-3 所示。图中，纵坐标为绕射所引 起的绕射损耗，单位为 dB；横坐标为 x / x1 ，其中 x1 是第一菲涅尔区在 P 点横截面的半径。 根据天线理论知识， x1 可由下式得到：x1 =λ d1d 2d1 + d 2（3-12）图 3-3 绕射损耗与余隙关系由图 3-3 可见，当 x / x1 & 0.5 时，绕射损耗约为 0dB，即障碍物对直射波传播基本上没 有影响。因此，在选择天线高度时，应根据地形尽可能使服务区内各处的菲涅尔余隙x & 0.5 x1 ；当 x & 0 时，绕射损耗急剧增加；当 x = 0 时，绕射损耗约为 6dB。（4）散射 在实际的移动通信中， 传播介质中包含有大量几何尺寸远小于无线电波波长或者表面粗 糙的颗粒，这些颗粒将会反射能量而散布于各个方向，即发生散射。散射的结果造成接收信 号的能量比上述反射模型和绕射模型预测的场强要大。 在实际环境中，移动信道中不光滑的物体表面、树叶、街头的各种标志以及电线杆等都 可以发生散射。3.2 移动信道特征在移动通信系统中，便携终端经常处于移动状态，所处环境也较复杂，其传输信道特性 是随时随地变化的， 因此移动信道是典型的变参信道。 本节将着重介绍移动信道的几个特征。3.2.1 影响衰落因素（1）多径传播 在移动信道中，运动的反射体、散射体以及接收天线组成了一个不断变化的传播环境， 由于接收者所处地理环境的复杂性， 使得接收到的信号不仅有直射波的主径信号， 还有从不 同建筑物反射及绕射过来的多条不同路径信号， 而且它们到达时的信号强度、 到达时间及到 达时的载波相位都不一样。所接收到的信号是上述各路径信号的矢量叠加。这样，各路径之 间可能产生自干扰，称这类自干扰为多径干扰。多径信号还会产生码间干扰，为了减少码间干扰，就要降低码元速率，加大码元周期。 （2）移动台的移动速度 接收天线和发射天线间的相对运动会产生多普勒（Doppler）频移，各个多径信号的 Doppler 频移不会相同，这样由于 Doppler 频移所产生的调频和相位也就不同。 （3）信道中障碍物的移动速度 如果信道中有移动的物体， 那么这些物体也同样会造成多径信号的 Doppler 频移的差异。 如果物体的移动速度大于接收天线的移动速度， 那么就要考虑这些移动物体的影响； 如果小 于接收天线的移动速度，那么移动物体所造成的影响可以忽略不计。 （4）信号的带宽 多径信道可以看成是一个时变系统， 其带宽可以用相干带宽表示， 相关带宽定义为最大 多径时延的倒数。 如果信号的带宽大于多径信道的带宽， 即信号的码元间隔小于信道时延扩 展，这样，每一个码元信号在接收天线进行解析时不能独立解析出来，前一个码元信息会影 响到下一个码元，即产生码间干扰，那么接收信号就会失真。 下面分别详细介绍大尺度衰落和小尺度衰落，如图 3-5 所示。图 3-5衰落类型3.2.2 大尺度衰落大尺度衰落是指在长距离内， 接收信号的强度因地点、 时间以及移动台速度而作比较平 缓、缓慢变化，其衰落周期以秒或小时甚至天数计，因此也称之为慢衰落或长期衰落。大尺 度衰落往往发生在电磁波经过长距离传播或遇到大型物体 （比电磁波的波长大几百倍或者更 多）后所产生的平均衰落情况。 大尺度衰落近似服从对数正态分布。 这种衰落产生的主要原因是无线电波在空间的传播 损耗，以及服从正态对数分布的阴影效应。 在理想自由空间传播环境下，电磁波的衰落仅与传播的距离和频率有关。一般来说，大 尺度衰落与发射天线和接收天线之间的距离和电磁波的工作频率有关， 即随着传播距离的增 加、频率的增加，平均接收场强逐渐减弱，且在不同的地区有不同的衰减因子。 但在实际的传播模型中，电磁波的能量会受到包括大气层、地球曲率、自然障碍物（如 树木、湖泊水面等）或人为障碍物（如建筑物、街道走向等）的影响。这些障碍物导致电磁 波除了在自由空间上遇到的仅与距离和频率有关的损耗外， 还要加上这些由大型障碍物导致的阴影衰落损耗。 大尺度衰落可以由天线分集和功率控制得到补偿。 在网络设计中， 为满足一定的覆盖可 靠度，需保留一定的余量。如覆盖目标在室内，则需考虑建筑物穿透损耗，从而确保网络设 计所要求的覆盖可靠度。3.2.3 小尺度衰落电磁波在空间传播中除了要经历大尺度衰落以外， 还经历小尺度衰落， 其表现为在短距 离（几十波长以下量级）或短时间（秒级）内接收信号强度快速的波动（衰落幅度一般在 10dB~30dB 之间） ，因此又称为快衰落。小尺度衰落一般服从瑞利（Rayleigh）分布、莱斯 （Rice）分布或纳卡伽米（Nakagami）分布。另外，小尺度衰落根据成因，又可细分为空间 选择性快衰落、频率选择性快衰落和时间选择性快衰落。 由于无线传播环境中存在反射、绕射和散射等传播机制，这样对于同一个发射信号，在 接收端会收到沿多个传播路径、 以微小的时间差先后到达接收机的信号。 由于电波通过的各 路径距离不同，来自各路径的反射波到达时间、相位也就不相同，多个信号在接收端可能因 同相迭加而加强， 也可能因反相迭加而减弱， 这就造成最终由接收机天线合并出来的信号是 一个幅度和相位都急剧变化的信号， 这种现象称为多径衰落。 另一导致小尺度衰落的原因是 多普勒频移，它是由于移动台与基站之间的相对运动引起频率偏移，从而造成信道失真。当 接收信号中的视距信号所占比例很少时， 多径信号的包络的概率密度符合瑞利或莱斯分布密 度函数，因此小尺度衰落又被称之为瑞利衰落。 （1）多径衰落 移动通信的一大特征就是多径传播， 多径传播是产生小尺度衰落的重要原因。 移动多径 传播如图 3-6 所示，其中 d 代表直射波； d1 代表地面反射波； d 2 代表散射波。图 3-6移动信道多径传播由于移动信道中存在着大量的反射、 绕射和散射， 导致传播环境呈现出复杂多变的特性， 这使得信号在到达接收天线时的幅度、相位、时延都发生了变化，这样，到达接收天线的信 号实际上是来自许多路径的直射波、众多反射波和散射波等的合成。 由于电磁波通过的各路径距离不同，来自各路径的反射波到达时间、相位也不相同，因 此这多个信号在接收端可能同相迭加而加强，也可能反相迭加而减弱。由此，接收信号的幅 度急剧变化而产生衰落。这种衰落由多径传播引起，称为多径衰落。以传播数字信号为例，在多径传播条件下，接收信号会产生时域上的扩展。假设发送端 发送的是一个窄脉冲信号， 由于多条不同传播路径的距离不同， 发射信号沿各路径到达接收 天线的时间也不同， 同时传播路径又随移动台位置的变化而变化， 因而移动台接收的信号是 由许多不同时延的脉冲组成。由于移动台处于运动中，接收到的各个脉冲可能是离散的，也 可能连成一片。 时延扩展定义为最大传输时延和最小传输时延的差， 即最后一个可分辨的时延信号与第 一个时延信号到达时间的差值， 实际上就是脉冲展宽的时间。 时延扩展是衡量多径传播信道 质量的一个重要指标。在数字传输中，由于时延扩展，接收信号中一个码元的波形会扩展到 其他码元周期中，引起码间串扰。为了避免码间串扰，应使码元周期大于多径引起的时延扩 展。 与时延扩展有关的另一个重要概念是相关带宽。 相关带宽 Bc 是一定范围内的频率的统计测量值，建立在平坦信道（即在该信道上，所 有谱分量均以几乎相同的增益及线性相位通过）的基础上。换言之，相关带宽就是在一特定 频率范围内，两个频率分量有很强的幅度相关性。相关带宽定义为最大多径时延的倒数。 对于相关带宽 Bc ， 如果 Bc 大于信号带宽， 即信号的码元间隔大于信道时延扩展， 这样， 每一个码元信号在接收天线进行解析时能独立解析出来， 不会影响下一个码元， 此时的信道 对每一个码元来说可视为平坦衰落信道。如果 Bc 小于信号带宽，即信号的码元间隔小于信 道时延扩展， 前一个码元信息会影响到下一个码元， 即产生码间干扰， 这种现象从频域看来， 是不同频率的信号在多径信道上所受到的衰减不同，此时的信道可称之为频率选择性信道。 移动信道的多径环境所引起的信号的多径衰落， 可以从时间和空间两个方面来描述和测 试。 从空间角度来看，沿移动台运动方向，接收信号的幅度随着距离增大而衰减，其中本地 反射物所引起的多径效应呈现较快的幅度变化， 衰落曲线表现为局部均值起伏的随距离增加 而下降的曲线，反映了地形起伏所引起的衰落以及空间扩散损耗。 从时间角度来看， 由于各路径距离不同导致信号到达时间不一致， 假设基站发送的是单 脉冲信号，则接收信号中不仅包含该脉冲，还包含它的各个时延信号。这种由于多径效应引 起的接收信号中脉冲宽度扩展的现象，成为时延扩展。 一般来说， 模拟移动系统中主要考虑多径效应所引起的接收信号幅度的变化； 而数字移 动系统中主要考虑多径效应所引起的脉冲信号的时延扩展。 （2）多普勒频移 因波源或观察者相对于传播介质的运动而使观察者接收到的波的频率发生变化的现象 称为多普勒效应。在移动通信系统中，特别是高速场景下，这种效应尤其明显，多普勒效应 所引起的附加频移称为多普勒频移。S?lθ A d B图 3-7 多普勒频移θ C如图 3-7 所示，发射机位于 S 点，移动台在 ?t 时间内自 A 点以匀速 v 运动到距离 d 处 的 B 点，A、B 两处与发射机间的距离差用 ?l 表示。一般情况下，S 距离 A、B 两点距离较 则有 ?l = d cos θ = v?t cos θ 。 远， 可近似地认为∠SAB 与∠SBC 相等， 记为 θ (0 ≤ θ ≤ π ) 。 于是由于距离差引起的接收信号的相差 ?φ 为：?φ =式中，λ为无线电波的波长。2π?l 2π v?t = cos θ λ λ（3-13）由此，频差也即多普勒频移 f d 则可以表示为fd =1 ?φ v × = cos θ 2π ?t λ（3-14）由式（3-14）可得，多普勒频移 f d 与移动台移动速度 v 、移动方向与收发机连线夹角 θ 以及电磁波的波长 λ 有关。当移动台迎着电波传播方向移动时（ 0 ≤ θ ≤π2） ，多普勒频移f d & 0 ；当移动台背离电波传播方向移动时（即 cos θ = 1 时，多普勒频移达到最大值 f m =π2≤θ ≤π ） ，多普勒频移 f d & 0 。当 θ = 0 ，v ， f m 与 θ 的值无关，称为最大多普勒频移。 λ假设多普勒频移宽度为 f m ， 则其相关时间 Tc = 1/ f m ， 表征时变信道影响信号衰落的衰 落节拍， 信道随着这个时间节拍在时域上对信号有不同的选择性， 这种衰落称为时间选择性 衰落，这种衰落对数字信号的误码性能有明显的影响。3.3 电波传播模型移动通信信道是一个完全开放式的信道， 其传播损耗从宏观范围看， 主要取决于传播的环境和条件。传播损耗不仅取决于传播距离，而且还与传播中的地形、地貌、传播的载波频 率，以及发、收天线高度等密切相关。因此，要想从理论角度给出一个确切、完整的公式来 描述移动通信信道的特性非常困难， 一般在工程上多采用一些经验公式与模型， 这基本上能 满足工程上的估算要求。 根据无线信道的传播特性和电波传播方式建立恰当的传播模型， 准确地对传播损耗做出 预测， 是无线网络规划和优化的重要条件， 会直接影响系统的覆盖和其他性能分析结果的准 确性和可信程度。3.3.1 室外传播模型（1）Okumura 模型 Okumura 模型是日本科学家奥村通过对东京城市进行大量无线电波传输损耗的测量， 利 用得到的一系列经验曲线，得出的模型。Okumura 模型可以用下式来表示：L = LF + Amu ( f , d ) ? G ( hte ) ? G ( hre ) ? GAREA（3-15）式中， L 为传播路径损耗中值，单位为 dB； LF 为自由空间传播损耗，单位为 dB； Amu 为与电磁波工作频率 f 和收发天线之间距离 d 相关的损耗因子； ( hte ) 为发射天线的增益， G 单位为 dB；G ( hre ) 为接收天线的增益，单位为 dB；G AREA 为与地形有关的增益因子，单位 为 dB。 Okumura 模 型 是 在 无 线 传 播 模 型 中 应 用 最 为 广 泛 的 一 种 ， 适 用 于 频 率 在 1500MHz~1920MHz 的宏蜂窝设计之中。后面所讲述的很多模型都是基于 Okumura 模型的， 因此，掌握了 Okumura 模型对理解传播模型及其重要。 （2）Okumura-Hata 模型 Okumura-Hata 模型是在 Okumura 模型的基础上简化推演得出的，适用于频率范围为 150MHz~1500MHz 之间，小区半径大于 1km 的宏蜂窝系统的路径损耗的预测。 Okumura-Hata 模型路径损耗计算的经验公式为：L = 69.55 + 26.16 lg f c ? 13.82 lg hte ? α ( hre ) + ( 44.9 ? 6.55lg hte ) lg d + Ccell + Cterrain（3-16）式中， f c 为电磁波工作频率，单位为 MHz； hte 为基站天线有效高度，单位为 m； hre 为移动台有效天线高度，单位为 m； d 为基站天线和移动台天线之间的水平距离，单位为 km； α (hre ) 为有效天线修正因子，是覆盖区大小的函数；? 中小城市 ? ? α ( hre ) = ? ?大城市、郊区、乡村 ? ?(1.11lg fc ? 0.7) hre ? (1.56lg fc ? 0.8) ? 8.29 ( lg1.54hre )2 ?1.1 ( fc ≤ 300MHz) ? ? 2 ?3.2 ( lg11.75hre ) ? 4.97 ( fc ≥ 300MHz ) ?C cell 为小区类型校正因子；Ccell?0 ? 2 ? = ? ?2 ?lg ( f c 28) ? ? 5.4 ? ? ? 2 ? －4.78 ( lg f c ) + 18.33lg f c ? 40.98 ?城市 郊区 乡村Cterrain 为地形因子，单位为 dB。（3）COST 231-Hata 模型 COST 231-Hata 模型是 COST 工作委员会开发的 Hata 模型的扩展版本，其应用频率扩 展到 1500MHz 至 2000MHz 之间，而其他适用条件与 Okumura-Hata 模型相同，因此，也有 专家称 COST 231-Hata 模型是 Hata 模型在 2G 频段上的扩展。 COST 231-Hata 模型路径损耗计算的经验公式为：L ( dB ) = 46.3 + 33.9lg fc ?13.82lg hte ? α ( hre )+ ( 44.9 ? 6.55lg hte ) lg d + Ccell + Cterrain + CM（3-17）式中， C M 为大城市中心校正因子，单位为 dB；?0 CM = ? ?3中等城市和郊区 大城市中心地区其他参量与 Okumura-Hata 模型的参量所代表含义相同。 不难看出，与 Okumura-Hata 模型相比，COST 231-Hata 除了频率衰减系数、常数偏移 有所改变之外，最大的变化在于 COST 231-Hata 模型加入了大城市校正因子 CM ，对于大城 市中心地区的路径损耗统一增加了 3dB。 （4）COST 231-Walfisch-Ikegami 模型 从名称上可以看出，COST 231-Walfisch-Ikegami 模型（通常简称为 COST 231-WI 模型） 与 COST 231-Hata 模型之间存在一定的关系。 在实际应用中发现， COST 231-Hata 模型在高楼密集的城区的预测值与实测值之间的误 差比较大。 为了改善高楼密集城区的链路计算， 欧洲研究委员会进行了大量的现场实测和模 型分析，同时参考了 Walfisch-Bertoni 模型和 Ikegami 模型的理论基础，将 COST 231-Hata 模型分成自由空间传播损耗、 屋顶到街道衍射和散射损耗以及多次屏蔽三个部分。 因此这种 模型就被称为 COST 231-Walfisch-Ikegami 模型。由于它考虑了自由空间损耗、从建筑物顶 到街面的损耗以及街道方向的影响，因此，它可以适用于发射天线高于、等于或低于周围建 筑物的传播预测， 并广泛适用于建筑物高度近似一致的郊区和城区环境。 其适用的频率范围 为 800MHz~2000MHz。 COST 231-WI 模型参数如图 3-8 所示：d建筑物hb w b基站天线 街面 移动台天线hB hmφ?hb = hb ? hB?hm = hB ? hm图 3-8 COST-231 WI 模型（NLOS） 图中：hb ：基站天线高出地面的高度，单位为 m， 4m ≤ hb ≤ 50m ； hm ：移动台天线高度，单位为 m， 1m ≤ hm ≤ 3m ；hB ：建筑物屋顶平均高度，单位为 m；d ：基站天线和移动台天线之间的距离， 0.2km ≤ d ≤ 5km ；?hb = hb ? hB ：基站天线高出建筑物屋顶的高度，单位为 m； ?hm = hB ? hm ：移动台天线低于建筑物屋顶的高度，单位为 m；b ：相邻行建筑物中心的距离； w ：移动台所在的街道宽度；φ ：由街区轴线和连结发射机和接收机天线的夹角。COST 231-WI 模型分为视距传播（LOS）和非视距传播（NLOS）两种情况来计算路径 损耗。 （1）对于 LOS 情况，路径损耗类似于自由空间传播损耗公式：L = 42.6 + 26 lg d + 20 lg f（2）对于 NLOS 情况，即传播路径上有障碍物时，路径损耗公式为：（3-18）? L fs + Lrts + Lmds L=? ? L fsLrts + Lmds ≥ 0 Lrts + Lmds ≤ 0（3-19）式中，L fs 是自由空间衰落损耗，Lrts 是由沿屋顶下沿最近的衍射引起的衰落损耗，Lmds 代表沿屋顶的多重衍射（除了最近的衍射）损耗。下面分别介绍这三部分损耗的计算方法： a. L fs 的计算公式为：L fs = 32.4 + 20 lg d + 20 lg f（3-20）式中， d 为无线传播路径长度，即收发天线之间的距离，单位为 km； f 为电磁波的工 作频率，单位为 MHz； b. Lrts 的计算公式为：Lrts = ?16.9 ? 10 lg w + 10 lg f + 20 lg ?hMobile + Lori（3-21）式中， w 为道路宽度，单位为 m；?hMobile = hB ? hm 为基站天线所在位置处建筑物高度hB 与移动台接收天线 hm 的差值，单位为 m；? ?10 + 0.354φ ? Lori = ?2.5 + 0.075 (φ ? 35 ) ?4.0 ? 0.114 (φ ? 55 ) ?c. Lmds 的计算公式为：0o & φ & 35o 35o ≤ φ & 55o 55o ≤ φ ≤ 90oLmds = Lbsh + ka + kd lg d + k f lg f ? 9 lg b式中：（3-22）??18lg (1 + ?hb ) hb ? hB & 0 Lbsh = ? 0 hb ? hB ≤ 0 ?54 ? ? ka = ? 54 ? 0.8?hb ?54 ? 1.6?h d b ? hb ? hB & 0 hb ? hB ≤ 0且d ≥ 0.5km hb ? hB ≤ 0且d & 0.5kmhb ? hB & 0 hb ? hB ≤ 018 ? ? kd = ? ?h 18 ? 15 b ? hB ?? ? f ? ??4 + 0.7 ? 925 ? 1? ? ? ? kf = ? ? ?4 + 1.5 ? f ? 1? ? ? ? ? 925 ? ?中等城市和郊区 大城市中心上面公式中的 kd 和 k f 表示相互独立的多重衍射损耗， 它们分别是距离 d 和频率 f 的函 数。 （5）CCIR 模型 CCIR 模型综合考虑了自由空间路径损耗和地形引入的路径损耗对无线电波传播的影 响。计算公式为：L = 69.55 + 26.16lg fc ? 13.82lg hte ? α ( hre ) + ( 44.9 ? 6.55lg hte ) lg d ? B（3-23）由上述计算公式可以看出，此模型为 Hata 模型在城市传播环境下的应用，式中 B 为地 物覆盖校正因子：B = 30 ? 25lg ( 地物建筑物覆盖率 )如果 15％的区域被建筑物覆盖，则B = 30 ? 25lg15 ≈ 0dB由此可以看出，CCIR 模型公式中的地物覆盖校正因子 B 和 Hata 模型中的小区类型校 正因子 C cell 所起作用是一样的，都是为了在公式中体现出建筑物密度对无线信号传输的影 响。在 CCIR 模型中，传输损耗随着建筑物密度增大而增大。 （6）SPM 模型 现在很多的网络规划软件中经常使用标准传播模型，即 SPM（Standard Propagation Model）模型，它是建立在 COST 231-Hata 经验模型的基础上的。 其计算公式为：Loss = K1 + K 2 log10 d + K 3 log10 H Txeff + K 4 Diff _ loss 　　　K 5 log10 H Txeff log10 d + K 6 H Rxeff + Clutter _ Offset +（3-24）式中， K1 为常数偏移，单位为 dB； K 2 为与距离有关的衰落系数，单位为 dB； d 为发 射天线与接收天线之间的距离，单位为 km； K 3 为与发射天线有关的衰落系数，单位为 dB；H Txeff 为发射天线高度，单位为 m； K 4 为与衍射损耗有关的衰落系数，单位为 dB； Diff _ loss 为阻隔路径上的衍射造成的损耗，单位为 dB； K 5 为与发射天线高度和距离都相关的衰落系数，单位为 dB； K 6 为与接收天线高度相关的衰落系数，单位为 dB； H Rxeff 为 接收天线高度，单位为 m； Clutter _ Offset 为地貌引起的加权平均损耗，单位为 dB。 SPM 模型往往用于传播模型的校正，网络规划软件 Atoll 就支持这种模型。在校正时， 常取系数默认值如表 3-1 所示。表 3-1 SPM 模型系数默认值系数 K1 K3 K5 K7默认值 23.5 5.83 -6.55 1系数 K2 K4 K6默认值 44.9 1 03.3.2 室内传播模型室内通话占到了 3G 语音话务总量的 70%左右，因此，人们对室内电波传播环境的研究 越来越感兴趣。室内无线信道与室外无线信道相比，具有两个显著的特点：其一，室内覆盖 面积更小；其二，收发机间的传播环境变化更大。研究表明，影响室内传播的因素主要是建 筑物的布局、建筑材料和建筑类型等。 室内无线传播同样受到反射、绕射、散射三种主要传播方式的影响，但与室外传播环境 相比，条件却大为不同。实验研究表明，建筑物内部接收到的信号强度随楼层高度增加而增 强。在建筑物的较低层，由于都市群的原因有较大的衰减，使穿透进入建筑物的信号电平很 低；在建筑物的较高层，若存在 LOS 路径的话，会产生较强的直射到建筑物外墙处的信号。 因而对室内传播特性的预测， 需要使用针对性更强的模型。 下面简单介绍几种室内传播模型。 （1）室内（办公室）测试环境路径损耗模型 室内（办公室）路径损耗的基础是 COST 231-Hata 模型，定义如下L = L fs + Lc + ∑ k wj Lwj + nj =1J? n+2 ? ?b ? ? ? n +1 ?×L f（3-25）式中， L fs 为发射机和接收机之间的自由空间损耗； Lc 为固定损耗； k wj 为被穿透的第j 类墙的数量，墙的类型一般根据墙的厚度、材料等来划分； n 为被穿透楼层的数量； Lwj为 j 类墙的损耗； L f 为相邻层之间的损耗； b 为经验参数。 需要说明的是， Lc 一般为 37dB；对室内（办公室）环境，一般取 n = 4 。 室内路径损耗（dB）模型可用下面的简化形式表示L = 37 + 30 lg d + 18.3n? n+ 2 ? ? 0.46 ? ? ? n +1 ?（3-26）式中， d 为收发信机的距离间隔，单位为 m； n 为在传播路径中楼层的数目。在任何情 况下， L 在数值上应大于自由空间的损耗，对数正态阴影衰落标准偏差为 12dB。 （2）对数距离路径损耗模型 很多研究表明，室内路径损耗遵从公式?d ? L = L(d 0 ) + 10γ log10 ? ? + X σ ? d0 ?（3-27）式中， γ 依赖于周围环境和建筑物类型， X σ 是标准偏差为 σ 的正态随机变量，单位为 dB。 （3）Ericsson 多重断点模型 Ericsson 多重断点模型是通过对多层办公室建筑物大量测试总结得出的。Ericsson 多重 断点模型有四个断点，并考虑了路径损耗的上下边界，模型假定在 d 0 = 1m 处衰减为 30dB， 这对于频率为 900 MHz 的单位增益天线是准确的。 Ericsson 多重断点模型没有考虑对数正态 阴影部分，它提供特定地形路径损耗范围的确定限度。图 3-9 是基于 Ericsson 多重断点模型的室内路径损耗图。图 3-9 多重断点室内路径损耗模型（4）衰减因子模型 衰减因子模型适用于建筑物内传播预测， 其包含了建筑物类型影响以及阻挡物引起的变 化。这一模型灵活性很强，预测路径损耗与测量值的标准偏差约为 4dB，而对数距离模型的 偏差可达 13 dB。衰减因子模型为?d ? L(d ) = L(d 0 ) + 10γ SF log10 ? ? + FAF ? d0 ?（3-28）式中， γ SF 表示同层测试的指数值（同层指同一建筑楼层） 。如果对同层存在很好估计 计算 γ ，则不同楼层路径损耗可通过附加楼层衰减因子(FAF，Floor attenuation factor)获得。 或者在公式（3-28）中，FAF 由考虑多楼层影响的指数所代替，也即?d ? L(d ) = L(d 0 ) + 10γ MF log10 ? ? ? d0 ?式中， γ MF 表示基于测试的多楼层路径损耗指数。（3-29）室内路径损耗等于自由空间损耗加上附加损耗因子， 并且随着距离成指数增长。 对于多 层建筑物，有?d ? L(d ) = L(d 0 ) + 20log10 ? ? + α d + FAF ? d0 ?（3-30）式中，α 为信道衰减常数，单位为 dB/m。 （5）Keenan-Motley 模型 马特内-马恩纳（Keenan-Motley）模型用于模拟室内路径损耗。这是一个实验模型，用以考察从发射机到接收机路径中，由墙壁和地板造成的损耗。模型预测的路径损耗（dB） 为L pico = L0 + 10γ log10 x + ∑ N w j Lw j + ∑ N fi L fij =1 i =1JI（3-31）式中， L0 表示在参考点（1m 处）上的损耗， γ 是功率延迟系数， x 代表发射机到接收 机的路径长度，N w j 和 N fi 表示发射信号穿过不同种类的墙和地板的数量，Lw j 和 L fi 代表不 同种类的墙和地板相对应的损耗因子。这些参数的建议值为L0 =37dB、 L f =12dB~32dB、 Lw =1dB~5dB、 n =2（6）多墙模型 为了更好地符合测量，马特内-马恩纳模型可以通过包括关于穿过地板数目的非线性函 数来修正。路径损耗为L pico = LFS + LC + L f N f f + ∑ N w j Lw jE j =1J（3-32）式中， LFS 表示发射机和接收机之间的自由空间损耗， LC 是一个常量， Lw j 表示穿过类 型 j 的墙的损耗， N w j 表示在发射机和接收机之间类型 j 的墙的数目， N f 表示发射机和接 收机之间地板的数目， L f 表示穿过相邻地板的损耗，指数 E f 为Ef =Nf +2 N f +1?b上式中， b 是一个根据经验确定的常量。典型值为L f =18.3dB、 J =2、 Lw1 =3.4dB、 Lw2 =6.9dB、 b =0.46其中， Lw1 是穿过窄墙（小于 10m）的损耗， Lw2 是穿过宽墙（大于 10m）的损耗。3.4 室外到室内的传播（1）车载无线环境 车载无线环境对应于宏小区，通常采用 Hata 传播模型，Hata 传播模型适用的频率为 150～1500 MHz，可以在城市地区应用。其公式为Lmacro = ξ + γ 10 log d式中，路径损耗是关于距离的函数 x?γ（3-33）， γ 为路径损耗指数，根据环境不同在 3.0～5.0之间变化。零均值的高斯随机变量 ξ 表示阴影效应影响，单位为 dB，阴影效应的标准偏差为 10dB。d 是收发天线之间的距离，单位为 km。 （2）室外到室内和步行者的无线环境 在这种环境中，考虑了视距传播和非视距传播两种情况，也就是存在障碍物，属于微小 区类型。 通常把位于离发射机距离为 Rb 的地点称为拐点，该处的损耗等于 Lb（dB） ，表示两个 视距（Line Of Sight，LOS）分段之间的间隔。两个视距分段中第二段的斜率较大，也即第 二段的路径损耗较大。另外，在拐弯处产生一个附加损耗 Lcorner，从而引起第三段斜率的增 加，模型用如下公式给出，损耗幅度用 dB 表示：? R? LLOS 1 = Lb + 20γ LOS 1 log ? ? ? Rb ? ? R? LLOS 2 = Lb + 20γ LOS 2 log ? ? ? Rb ?R ≤ Rb , LOS R & Rb , LOS（3-34）? R ? LNLOS = LLOS ( Rcomer ) + Lcomer + 10γ NLOS log ? ? NLOS ? Rcomer ?式中，γ LOS 1 、γ LOS 2 、γ NLOS 表示各分段的斜率，接收机的位置定义为沿街道路径测得 的从发射机到接收机的距离 R， 若在非视距 （NLOS） 状态， 从发射机到拐角的距离为 Rcorner。 假 设在 微小 区中， ? s = 30m 和 波长 λ = 0.15m ， 移 动用 户和基 站的天 线高 度为hR hT = 11.25m 2 ，可以计算得到：Rb=300m，Lb=82dB，Lcorner=17+0.05Rcorner， γ LOS 1 =1，γ LOS 2 =2， γ NLOS =2.5+0.02Rcorner，路径损耗估算的表达式为? R ? LLOS 1 = 82 + 20 log ? ? ? 300 ? ? R ? LLOS 2 = 82 + 40 log ? ? ? 300 ? R ≤ 300, LOS R & 300, LOS（3-35）? R ? LNLOS = LLOS ( Rcomer ) + 17 + 0.05 Rcomer + 10 ( 25 + 0.02 Rcomer ) log ? ? NLOS ? Rcomer ?和宏小区的情况相同，阴影效应的影响用 10 计特性：ξ10表示，其中高斯随机变量 ξ 具有一阶统?ξ ? = 0dB σ ξ = 4dB（3）室内办公无线环境 在室内办公无线环境中，对于有障碍的传播路径会产生瑞利衰落，对于视距（LOS）路 径则是莱斯衰落，与建筑物类型无关。瑞利衰落是由信号通过各条路径（多径）部分相互抵 消产生的短期衰落。而莱斯衰落则是强的视距（LOS）路径，再加上许多弱反射路径联合引 起的。 对于在建筑物内分配频率的无线接入系统， 需要确定楼层之间传播的数量、 频率在不同 楼层中复用，以避免同频干扰。建筑物材料的类型、建筑物边的纵横比和窗户的类型将会影响楼层间的射频衰减。当楼层数量增加时，整个路径损耗以较小的比率增加。楼层之间衰减 的典型值对于一层分隔是 15dB，2～4 层分隔每层附加 6～10dB。对于 5 层或更多层的分 隔，每层附加的路径损耗增加只有几分贝。由此可以看出，楼层间的损耗并不随分隔距离的 增加而按 dB 线性增加。 对于需要和相邻建筑物或和室外系统分享频率资源的无线接入系统， 从建筑物内部接收 外部发射机的信号强度也很重要。实验表明，建筑物内部接收到外部发射机的信号强度，将 随高度而增加。在建筑物的较低层，由于都市建筑群衰减增加较大，穿透损耗也很大；在较 高楼层，由于存在视距路径，因此产生较强的直射到建筑物外墙处的信号。射频穿透损耗是 频率的函数，并且还是建筑物内部高度的函数。穿透损耗随频率增加而减小。实验研究还表 明，建筑物穿透损耗从地面直到第 10 层，每层约 2dB 的比率减小，然而在第 10 层附近开 始增加。较高楼层处穿透损耗中的增加，归因于相邻建筑物的阴影影响。 平均路径损耗 L50 ( R ) 是距离的 γ 次幂的函数。L50 ( R ) = L( R0 ) + 10γ log(R ) R0（3-36）式中， L( R0 ) 是发射机到参考距离 R0 的路径损耗，成对数正态分布； γ 是平均路径损 耗指数； R 是离发射机的距离，单位为 m； R0 是离发射机的参考距离，单位为 m。 马特内-马恩纳模型可用于多层环境模拟室内路径损耗。这是一个实验模型，考虑从发 射机到接收机路途中，由墙和地板引起的衰减。其模式预测的路径损耗为：L pico ( R) = L( R0 ) + 10γ log(I I R ) + ∑ N W j LW j + ∑ N fi L fi R0 j =1 i =1（3-37）该式中参数所代表含义与式（3-31）中参数的含义相同，唯一的区别在于式（3-37）对 参数 x 进行了具体定义。 这些参数的建议值分别是： L( R0 ) = 37 dB, L f = 20dB, LW = 3dB, γ = 2 。 由此得到路径损耗模型的公式：L pico ( R ) = 37 + 20 log( R ) + 3 N W + 20 N f（3-38）与其它的无线环境不同，在室内办公无线环境中没有阴影效应的影响。 根据此模型， 可以建立对于同一层发射机和接收机之间软隔墙和混凝土墙的路径损耗模 型：? 4πR ? L50 ( R ) = 20 log? ? + p × AF 1 + q × AF 2 ? λ ?（3-39）式中， p, q 分别表示信号传播路径上软隔墙和硬隔墙的数目， AF 1 = 1.39dB 表示软隔 墙的损耗； AF 2 = 2.38dB 表示硬隔墙的损耗。3.5 传播模型校正在 TD-SCDMA 网络中，传播模型是进行网络规划的重要工具，传播预测的准确性将大 大影响网络规划的准确性。在实际工程中，使用的传播模型基本是经验模型，如 Okumura-Hata 模型、COST 231-Hata 模型、 CCIR 模型和 SPM 模型等。在这些模型中，影 响电波传播的主要因素，如收发天线距离、天线高度和地物类型等，都以变量函数的形式在 路径损耗公式中反映出来。但是，在不同的地区，地形起伏、建筑物高度和密度以及气候等 因素对传播影响的程度不尽相同，所以，这些传播模型在具体环境下应用时，对应的变量函 数式各不相同， 为了准确预测传播损耗， 需要找到能反映本地无线传播环境的合理的函数式。 传播模型校正就是指根据实际无线环境的地形地貌、 建筑物高度和密度、 街道分布等本 地环境特征，以及与无线电波环境有关的系统参数（如信号频率、基站天线高度等） ，校正 现有经验模型公式，使其计算出的服务区内收发两点间的传输损耗更接近实测值。 一般传播模型校正分以下三步进行： （1）数据准备 设计测试方案，进行车载路测，并记录收集本地的测试信号的场强数据。 （2）路测数据处理 对车载测试数据进行处理，得到可用于传播模型校正的本地路径损耗数据。 （3）模型校正 根据处理后得到的路径损耗数据， 校正原有的传播模型中各个函数的系数， 使模型的预 测值和实测值的误差最小。3.5.1 数据准备（1）电子地图与地物类型 影响电波传播的因素很多，建筑物、树林、水域、开阔地分别有不同的修正因子。对于 微蜂窝小区，街道的走向、立交桥的结构、建筑物的材料（如玻璃面建筑物便会产生严重的 反射） 也会对电波传播产生影响。 所有这些因素使得无线传播的预测必须基于三维数字地图。 数字地图是进行模型校正的必备工具， 移动通信所用的数字地图包括地形高度、 地面用途种 类等对移动通信电波传播有影响的地理信息，是网络规划软件进行模型校正、覆盖预测、干 扰分析、频率规划的重要基础数据。数字地图包含四层：数字高程模型（DEM 数据） 、地面 覆盖模型（DOM 数据） 、线状地物类型（LDM 数据） 、建筑物空间分布图（BDM 数据） 。 其中 DEM 层、DOM 层、LDM 层是必须数据，BDM 层一般只用于微蜂窝的研究以及 COST-231 WI 模型的研究。数字地图的精度为 100 m、50 m、20 m、5 m 四种。5 m 的地图 主要用于微蜂窝，20 m 的地图用于城市，50 m、100 m 的地图一般用于郊区或者农村等开 阔地。 对于应用最广的 20 m 精度数字地图，其典型地物可分为：水域、海面、湿地、郊区开 阔地、城区开阔地、绿地、树林、40 m 以上高层建筑群、20~40 m 规则建筑群、20 m 以下 高密度建筑群、20 m 以下中密度建筑群、20 m 以下低密度建筑群、郊区乡镇以及城市公园 等。根据建筑物的不同高度，还可将建筑群划分为高层建筑、一般建筑、低矮建筑等种类。 在实际测试中，需要根据电子地图地表覆盖类型，以及实际服务区的主要地物，对基站覆盖 范围内的地物类型进行判断，以确定测试路线。 （2）电测设备设备的设置在电测过程中十分重要，主要是准备相关的测试仪器和与之相关的测试资 料。电测过程中需要用到的仪器有：车载接收机（RF 接收机、GPS 以及相应的控制设备和 软件） 、测试发射机、发射和接收天线、馈线、综合测试仪（功率计） 、功率衰减器、笔记本 电脑及相应的控制设备和软件。电测设备的逻辑连接图如图 3-10 所示。图 3-10 电测设备的连接图（3）选择发射基站站点以及测试路线 站址的选择应按照如下的要求进行： 尽可能选择服务区内具有代表性的传播环境，对不同的电磁环境（如密集城区、一 般城区、郊区等）需分别设置站点；对每一种电磁环境，最好有多个测试站点，以尽可能消 除位置因素。 根据一般经验，在人口密集城市的测试站点数量应不少于 5 个；对于中小城市，一 般 2 个测试站点即可， 这主要取决于测试基站天线高度及其 EIRP Effective Isotropic Radiated （ Power，有效各向同性辐射功率）大小。 选定的站址要使它能覆盖足够多的地物类型，以使得每一种地物类型通过模型校正 后都能得到一个相应的 offset 值。条件必须能代表典型基站条件，包括天线挂高、周围地物 地貌类型等。 作为测试站址，它的第一菲涅尔区必须无障碍物（因为第一菲涅尔区包含信号的场 强占总的信号强度的 1/2） 。 在实际中为了便于测试，可按以下标准来确定站址是否合适： 1）天线高度大于 20m； 2）测试站点的天线比周围（150~200m 以内）的障碍物高出 5m 以上。 3）作为站址的建筑物应高于周围建筑区的平均高度。 测试路线直接关系到测试数据的准确性， 测试前要预先设置好路线。 设定测试路线必须 考虑以下几个方面的因素： 能够得到不同距离、不同方向的测试数据；在某一距离上至少有 4~5 个测试数据， 以消除位置影响；尽可能经过各种地物；尽量避免选择高速公路或者较宽的公路。 接收机的天线需放置到车顶，以消除人体或者车体对信号接收的影响。 尽量选取路面的中间车道进行测试，且车速尽量恒定、不变道。 针对每个发射机位置，测试路线应尽可能囊括有典型意义的地形，同时测试路线 应围绕发射机按螺旋型或者梅花型或“8”字型进行测试，以将所有的传播损耗的类型取样 点采样。 （4）基站架设和数据采集 测试基站设备安装在选定的测试站址后，使用功率计测量天线口的发射功率和反射功 率，计算出测试基站的有效辐射功率（EIRP） 。计算公式如下：EIRP = 10log[P_Forward(mW) - P_Reflected(mW)] + Tx_Antenna_Gain + Rx_Antenna_Gain - Rx_Feeder_Loss（3-40）式 中 ， P_Forward(mW) 为 前 向 发 射 功 率 ； P_Reflected(mW) 为 反 射 功 率 ；Tx_Antenna_Gain 为测试基站发射天线增益，单位为 dB； Rx_Antenna_Gain 为测试接收机天线增益，单位为 dB； Rx_Feeder_Loss 为测试接收机的馈线损耗，单位为 dB。 基站设备安装调试正常后，记录下该基站的 EIRP。用 GPS 测量站址的经纬度；用三角 测量法测量建筑物的高度。 天线高度为建筑物高度加上天线桅杆高度以及天线本身长度的一 半。用便携式测试设备扫频，以确认测试基站设备工作正常，并且周围无干扰信号。 将发射机置于预选位置点， 并且把发射功率尽可能调大， 同时发射频率设置必须选择一 个干净的频点，此频点应该与运营商所工作的频点相一致。先将场强测试仪、GPS 和 PC 连 接，同时先提取小段长度的样本数以确定车速；打开信号源及发射机，沿选定路线开车进行 测试，此时 PC 能按照软件要求自动采集场强信号和 GPS 信号，并生成原始数据文件（该 文件可以根据需要转为 word 或 excel 文件） 。 （5）车载测试数据 在选定测试路线后，则可进行车载测试。车载测试的类型有两种，一种是 CW 测试， 另一种是现网测试。 CW 测试 CW 测试，即在典型区域架设发射天线，发射单载波信号，然后在预先设定的路线上进 行车载测试，使用车载接收机接收并记录各处的信号场强。 CW 测试频率和环境选择方便，而且是全向单载波测试，因而较易于避免其他电波干扰 和天线增益不同引起的测试误差， 采集数据的准确性具有良好的保障， 尤其适用于建网初期 对传播环境的本地化预测，基于 CW 测试的传播模型校正结果可以为网络规划提供较准确 的传播预测。 现网测试 现网测试，即在已经运营的网络中，在预先设定的路线上进行车载测试，通过车载测试 手机收集接收并记录各个基站导频信号功率数据。 现网测试由于是在实际网络中获得路径损耗数据， 测试数据真实的反映了宽带信号在本 地无线环境中的传播， 基于现网测试数据的传播模型校正结果尤其适用于为网络优化提供场 强预测。 为了平均快衰落， 得到本地接收信号均值的准确估计， 对路测车速和设备采样数据具有 严格的要求。 工程上至少要求每 40 波长距离内记录 50 个点的瞬时接收功率， 这时测试误差 大约在 2~3dB。如果不能达到这个标准，本地接收信号均值的测量误差将增高，导致数据处 理后得到的路径损耗误差增大。 假定测试信号频率为 875MHz，有： 50个接收功率瞬时测量值 50个 ＝ ＝3.65 个 / 米 40λ 14米 记这个测试标准为 C，可以得到车速 v （m/s） 、前台测试设备的采样速率 R（个/s）和 测试标准 C 的关系：R R & C, 或 v & v C例如，前台设备采样速率 R 为 50 个/s，即 20ms 测量一组导频的瞬时接收功率，则车速 的要求：v&R 50 = m / s = 13.7 m / s ≈ 50 km / h C 3.65可见，车速和前台设备采样速率密切相关，必须综合考虑。3.5.2 数据处理（1）路测数据格式转换 车载路测设备所记载的路测数据的格式一般为.txt 文件，但在一些规划软件中所支持的 路测数据格式为.xls（Excel 文件） 。因此在进行路测数据的处理之前，需要进行数据格式的 转换。 （2）路测数据 GPS 调整 由于车载测试时记录的测试点的经纬度和电子地图对应点的经纬度不同， 如果不对测试 数据进行 GPS 调整，那么测试数据的位置将偏离它应该对应的电子地图的位置，这在校正 中会影响对应位置地物的分布，所以必须调整测试数据的经纬度，使其和电子地图吻合。 （3）预处理 模型校正工作需要很多的测试数据，但是并非每一个测试数据对于校正都有很大的意 义。比如考虑到接收机的灵敏度和实际意义，接收电平在-120dBm 以下的弱信号，以及接收 电平高于-40dBm 的强信号应该舍掉；一些没有经纬度的数据或者经纬度上有漂移的数据也 应该过滤掉。 数据处理要进行的另一项工作是数据的离散处理：由于 GPS 的采样频率比数据的采样 频率慢，这样在同一个经纬度点上就有多个数据，通过按采样时间顺序对数据进行内插，从 而将同一点上的多个数据平铺到取样时间所走的路线上，即完成了数据的离散操作。 （4）地理平均 地理平均是为了取得相应地段的信号中值，并用信号中值来计算路径损耗值（L） 。这 样做的目的是消除快衰落，保留慢衰落的影响，但是路段的长度也不宜取太长，太长了会把 距离引起的慢衰落也平均掉。 目前普遍采用的处理方法主要有两种： 方法一是将整个区域做栅格， 栅格的边长为 6m， 将落到每个栅格内的数据做算术平均， 并以栅格的中心作为新的位置点； 方法二是沿路径进 行等间距分段，每段 6m，将每段内的数据进行算术平均，并统一选某点为平均值的位置点。 两种方法各有优缺点： 方法一优点是简单易行， 运算速度快， 缺点是平均长度在 6～8.5m 之间变动；方法二优点是保证长度为 6m，但比较复杂，运算速度较慢。 鉴于两种方法的特点，一般工程建议采取方法二。 地理平均完的数据还需要进行必要的格式转换， 以满足模型校正对文件格式的要求， 之 后就进入到模型校正工作。 （5）数据筛选 测试中由于人为或设备等一系列的因素，可能会记录到数值很大或很小的错误测量数 据，另外，由于测试中行车的路线受街道和路况的限制，有可能跑出测试方案预定的测试区 域，为了防止这些数据对传播模型校正的影响，在校正前必须对路测数据进行筛选。 数据筛选的条件一般包括： （1）最远、最近距离 一般滤除超过最远距离、小于最近距离的数据。一般默认值取为：最近距离 min=200m，最远距离 max=20000m； （2）最大、最小接收信号电平 通过设定最大、最小接收信号电平，滤除电平范围以外的数据。一般默认值取为：最小 ： 接收电平 min=-120dBm，最大接收电平 max=-40dBm； （3）所选地物类型 一般的规划软件支持地物类型的筛选功能，通过设定规划区域内地物类型的样点个数， 小于这个门限的地物类型不参与校正，一般默认值取为 300； （4）角度条件 根据用户的要求，一般规划软件支持用户通过设置（以天线方位角为参考的）一定角度 范围内路测数据的筛选功能， 一般默认值取为： 最小角度 min=-180°,最大角度 max=180°， ： 即默认值取天线范围内的所有数据。 综上所述，数据处理流程如图 3-11 所示。图 3-11数据处理流程图3.5.3 模型校正（1）模型校正原理 传播模型在使用时， 需要对其准确性和可靠性进行测试， 或者根据地形地物校正公式中 的具体修正因子，针对每个不同的模型，公式和参数不尽相同，故有不同的校正方法。由于 各模型基本呈线性关系，而对于非线性的传播模型，可以考虑采用对数形式整体校正，得到 线性的表达式，由此，可以考虑采用多元线性回归法进行分析。 传播模型的校正问题实际上就是数学上的多元线性拟和问题。 在实际的传播模型校正中, 首先进行严格的数据准备，然后将所采集到的路测数据进行处理后，适当地设置收敛条件， 采用曲线拟和的方法得到校正后的传播模型。 假定因变量 y 与自变量 x1 、 x2 、 L 、 xm 共 n 组实际观测数据，如表 3-2 所示。表 3-2实际观测数据变量 序号 1 2yx1 x11 x12Mx2 x21 x22ML L L L Lxm xm1 xm 2My1 y2MMnynx1nx2nxmn假设因变量 y 与自变量 x1 、 x2 、 L 、 xm 之间存在线性关系，其数学模型为：yi = β 0 + β1 x1i + β 2 x2i + L + β m xmi（ i = 1, 2,L , n ）（3-41）式中， β 0 、 β1 、 β 2 、 L 、 β m 为上式的系数，为待确定的值。 设 y 对 x1 、 x2 、 L 、 xm 的 m 元线性回归方程为：y = b0 + b1 x1 + b2 x2 + L + bm xm∧（3-42）式中， b0 、 b1 、 b2 、L 、 bm 为式（3-41）中 β 0 、 β1 、 β 2 、L 、 β m 的估计值，并且b0 、 b1 、 b2 、 L 、 bm 应满足实际观测值 y 与线性回归估计值 y 的偏差平方和最小。因此要满足：∧ 2 δ = ∑ ? yi ? yi ? = ∑ ( yi ? b0 ? b1 x1i ? b2 x2i ? L ? bm xmi ) ? ? ? i =1 ? i =1n n 2∧（3-43）式中， δ 为关于 b0 、 b1 、 b2 、 L 、 bm 的 m + 1 元方程。 根据高等数学知识求解式（3-43）的最小二乘解，可得各系数。 （2）具体应用 这里，以 SPM 模型为例讲解校正原理的具体应用。 SPM 模型的经验公式：Loss = K1 + K 2 log10 d + K 3 log10 H Txeff + K 4 Diff _ loss 　　　K 5 log10 H Txeff log10 d + K 6 H Rxeff + Clutter _ Offset +（3-44）一个路测点的总路径损耗公式由 L1 , L2 , L3 三部分构成， L1 反映的是路径损耗的中值，L2 反映的是非视距传播（Non-Los）的阴影衰落损耗， L3 反映的是路径损耗中与地物类型、季节气候等有关的地形地貌分量。L1 = K1 + K 2 log10 d + K 3 log10 H Txeff + K 5 log10 H Txeff log10 d + K 6 H RxeffL2 = K 4 Diff _ lossL3 = Clutter _ Offset = ∑ Oi clu ( i )i =1 18（3-45）该校正方法要将传播模型的校正公式拆分成 L1 , L2 , L3 三个部分，在每一次校正过程中 就要分别对每一部分的校正参数应用多元线性回归法进行独立的计算， 最后整合所有的校正 系数，用整体的残差平方进行收敛判决。由此每一轮校正中都存在着内部的迭代，这就出现 了三部分间相互估算、迭代顺序的问题。由于 L1 反映的是路径损耗的中值损耗，变化较大， 是校正的主体； Clutter _ Offset 反映地貌对路径损耗的影响，在保证 L1 对各类地貌都适合 的情况下，通过修正 Clutter _ Offset 来校正预测值在各类地貌上的准确性。因此，在校正 过程中应首先重点校正路径损耗中值 L1 ，使校正曲线的主体迅速向实测值靠拢，保证校正 收敛的速度；而后再分别调整 L2 和 L3 。 L2 、 L3 的变化会影响到 L1 的选取，因此校正需要 不断地、反复地进行调整。 根据上面的分析以及传播模型公式特点和对存储的要求， 采用迭代算法进行， 在校正时 按照下述顺序流程来进行迭代，每次迭代分为以下四步进行： 1. 调整路径损耗中值 L1 中的系数，通过多元线性回归法求解各系数值，使路径损耗 中值 L1 的平均误差接近 0，并使其方差减小。 2. 根据第 1 步计算出的系数值来调整路径损耗随机分量 L2 中的绕射损耗系数 K 4 ， 通 过多元线性回归法来计算 K 4 ，使 L2 的平均误差接近 0。 3. 在第 1 步和第 2 步的前提下， 通过多元线性回归法， 调整 L3 中各个 Clutter _ Offset 的系数值，使得 L3 的平均误差接近 0；从而得到了一次迭代之后的各个系数值以及各个Clutter _ Offset 的校正值。计算实测值与校正值的残差平方和，与收敛条件进行比较。满足则停止迭代，记录校正 结果，若不满足，则用此次校正出的 K 4 、 Clutter _ Offset 为新一次迭代的初始值，重复步 骤 1~3。 传播模型校正的流程可以用图 3-12 所示。图 3-12传播模型校正流程3.5.4 结果分析在分析模型与实际数据的拟合程度时，需用到以下几个参数：均值误差（Mean Error） 、 均方差（RMS Error） 、标准误差（Std Dev Error）以及相关系数（Corr Coeff） 。平常所说的 模型的准确性是指校正所得的模型和实际测试环境的拟合程度， 通常这种拟合程度用校正后 的 RMS Error 参数来评估。目前业界普通认为：当 RMS Error&8dB 时，说明所校模型是贴 合实际环境的， 即该模型的校正结果是准确的， 可以作为网络规划的依据。 RMS Error&8dB 当 时，说明所校模型和实际环境之间存在较大偏差，此时需要重新分析模型校正的整个过程， 检查是否因某些环节存在问题而导致模型校正结果不够准确。 设 Y1i 为校正后的第 i 个路测点的路损值， Y2i 为第 i 个路测点实际路损值， N 为总的路 测点数，则有：均值误差Mean Error =∑ (Yi =1N1i? Y2 i )（3-46）N均方差RMSError =∑ (Yi =1N1i? Y2i )2N（3-47）标准误差StdN ? ? ∑ (Y1i ? Y2i ) ? N ? ? ∑ ? Y1i ? Y2i ? i=1 N ? i =1 ? ? ? ? ? Dev Error = N ?1 N ? ∑ Y1i N ? ∑ ? Y1i ? i=1N i =1 ? ? ? N ? ? ∑ Y2i ? N ? ? × ∑ ? Y2i ? i =1 N ? i =1 ? ? ? ? ?2（3-48）相关系数Corr Coeff =? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?2（3-49）? ∑ Y1i ? ∑ ? Y1i ? i =1N i =1 ? ? ?N N? ? ∑ Y2i ? N ? ? × ∑ ? Y2i ? i =1 N ? i =1 ? ? ? ? ?N2由上式可见，当 Mean Error=0 时，RMS Error=Std Dev Error。在一般的工程需求中，要 求 Mean Error 接近 0，因此一般用 Std Dev Error 来代替 RMS Error。 以 TD-SCDMA 网络规划软件为平台，导入某城市市区地物类型为平行规则建筑群的基 站的路测数据对 SPM 模型进行校正，并设置工作频率为 2024MHz，移动台高度 1.5m，接 收机馈线损耗 0dB，接收天线增益 0dB。经过校正，得到校正前后公式基本系数对比如表 3-3 所示：表 3-3 校正前后 SPM 模型参数对比模型名称 系数 K1 K2 K3 K4 K5原始 SPM 模型系数 17.4 44.9 5.83 0.5 -6.55校正后 SPM 模型系 数 29.93 46.98 2.75 0.5 -6.55K6 0 -0.067 图 3-13 为该测试基站附近接收功率的实测值和校正前、后模型预测值对比的结果：图 3-13 接收功率实测值和校正前、后模型预测值对比图 3-14 为该测试基站附近路径损耗的实测值和校正前、后模型预测值对比的结果：图 3-14 路径损耗实测值和校正前、后模型预测值对比图 3-15 为该测试基站附近校正前后误差对比结果：图 3-15校正前后误差对比结果使用原始参数计算得出的路径损耗与实测值的误差均值 Mean Error 为 12.85， 标准差 Std Dev Error 为 6.92，相关系数 Corr Coeff 为 0.61，这说明预测值与实测值的误差较大，相关 性不高。而在传播模型公式中代入校正后的系数，通过上述公式计算得出，表征拟合度的参 数值为 Mean Error= 0，Std Dev Error=Std Dev Error=6.01，Corr Coeff= 0.79，可见校正后的 路径损耗更接近实测值，误差值更接近于 0dB。校正后模型对该城市中相同或相仿地物类型 的基站的传播预测具有良好的普遍适用性。 在校正过程中， 校正的精度受到多种因素的影响， 如果不考虑工程设计方案和人为因素， 影响模型精度的还有以下几个方面： （1）发射机和接收机的精度及其工作的稳定性； （2）数据采集的数量、覆盖地物类型的范围及其代表性； （3）数字地图的精度及其更新程度； （4）数据处理、筛选的合理性； （5）模型校正软件采用的校正流程算法。 当模型校正后的均方差不符合工程要求时， 可以从以上几个方面来分析， 争取把误差降 到最低。总之，模型校正是一个反复迭代修正的过程，需要在数据的采集和处理校正上花费 大量的时间和精力，只有这样才能达到模型与实际环境的有效拟合。参考文献[1]郭梯云等．移动通信[M]．西安：西安电子科技大学出版社，，120-123 [2]啜钢等．TD-SCDMA 无线网络规划优化及无线资源管理[M]．北京：人民邮电出版 社， [3]啜钢等．CDMA2000 1x 无线网络规划优化及无线资源管理[M]．北京：人民邮电出版社， [4]Standard Propagation Model Calibration Guide．Atoll Global RF Planning Solution． [5]Tapan K．Sarkar，Zhong Ji，Kyungjung Kim，Abdellatif Medour and Magdalena Salazar-Palma． A survey of various propagation models for mobile communication[J]．IEEE Antennas and Propagation Magazine，） ：51-82 [6] 轩黎明，杨大成．基于导频信道进行传播模型校正的方法[J]. 无线电工程，2004， 34（5） ：13-14，33 [7]危峰等. 3G 传播模型校正方法研究[J]. 江苏通信技术，） ：31-35 [8]刘伟宏. 特大城市密集城区 3G 核心频段传播模型的测试与校正[J]. 邮电设计技术， -30 [9]喻朝新等. 传播模型校正中经常忽视的影响因素[J]. 电信工程技术与标准化，2007， 8：1-4 [10]李毅. WCDMA 无线传播模型校正与分析[J]. 电信工程技术与标准化， 2006， 45-49 9：
第三章 移动信道与传播模型校正(书稿)―汇集和整理大量word文档,专业文献,应用文书,考试资料,教学教材,办公文档,教程攻略,文档搜索下载下载,拥有海量中文文档库,关注高价值的实用信息,我们一直在努力,争取提供更多下载资源。